地面数字电视广播传输系统分集接收的方法及装置

摘要

本发明公开了一种地面数字电视广播传输系统分集接收的装置及方法，包括用于跟踪分集信号的信道变化的分集信道跟踪器和与分集信道跟踪器相连接的用于对抗信道中的多径的分集信道均衡器，所述分集信道跟踪器包括与N(N大于等于2)路分集信号相对应的N个分集信道跟踪单元，所述分集信道均衡器包括与N个分集信道跟踪单元相对应的N个前馈滤波器、反馈滤波器、将N个前馈滤波器的输出与反馈滤波器的信号进行合并的加和器，本发明可以极大地提高地面数字电视广播单载波接收系统的鲁棒性，与现有技术相比，本发明可以达到在恶劣动态信道条件下，大幅提高接收机灵敏度，降低误码率的目的。

说明书

技术领域

本发明涉及的是移动通信领域的一种方法，具体指的是一种分集接收的方法及装置。

背景技术

微波传输环境对移动通信的性能有着极大的限制。在实际的微波无线通信环境中，信道往往具有时间色散和频率色散特性，发送信号将受到信道的严重干扰。无线信道的这种时间色散是由多径传播引起的，称为多径效应。多径效应使得宽带信号产生符号间干扰，造成频率选择性衰落。而信道的频率色散使信道特性以一定的频率动态变化。

地面数字电视广播单载波接收系统，通常采用自适应均衡技术来对抗无线信道的这种动态频率选择性衰落。自适应均衡技术能够有效地克服符号间干扰的影响，但是随着信道的变化，当接收机输入端的信噪比较低时，分集信道均衡器判决产生的误码率也较高。在判决反馈分集信道均衡器结构中，这种突发错误会引起误码扩散，特别是当信道幅度衰落到零时，这种情况更为严重，甚至导致分集信道均衡器崩溃。因此，单独采用自适应均衡技术受信道衰落的影响较大。

分集是一种对抗信道衰落的技术。通过分集技术，可以获得接收信号的多个独立副本，在同一时间段内，它们同时深度衰落的机会很小，这样就可以提高接收信号的信噪比，获得分集增益。因此将分集技术与自适应均衡技术结合起来，可以有效地对抗动态频率选择性衰落，达到可靠传输的目的。

经过对现有技术文献检索发现，在IEEE的论文“Optimum diversity combining withfinite-tap decision feedback equalization in digital cellular mobile radio”中，采用了等增益合并与单个分集信道均衡器相结合的算法。这种算法要求两个分集支路的信道特性一致，即多径的数量以及多径相对延相同，这就限制了其获取分集支路的方法。否则，由于两支路信道特性的不一致，导致接收信号所受到的等效信道衰落变得更为复杂，虽然由于分集支路的独立性可以抑制误码扩散，但等效信道的复杂化使得分集信道均衡器不能获得有效的分集增益。同时，该方法也没有考虑其对定时同步模块的要求。由于需要对齐两路信号多径位置，消除两路信号的相对时延，两个定时同步模块之间也必须取得同步，这就增加了定时同步模块设计的复杂度，且现有技术中各个分集支路的定时同步模块必须要消除各分集支路信号的相对时延，当分集支路数N>2时，定时模块的设计会非常复杂，甚至在实际应用中无法实现。

发明内容

本发明的目的是针对现有技术中存在的上述不足，提出一种新的分集接收的方法及装置。主要解决的技术问题有三个：一是放宽了对各个分集支路的信道独立性的要求。各个分集支路不仅受到的衰落是独立的，而且其所经历的微波传输环境也可以是独立的，即信道的可分辨多径数量和多径相对时延可以相互独立，这就放宽了该技术的应用环境，增加了接收机在各种复杂环境中的鲁棒性；二是降低了对均衡前定时同步模块的技术要求。现有技术中各个分集支路的定时同步模块必须要消除各分集支路信号的相对时延，当分集支路数N>2时，定时模块的设计会非常复杂，甚至在实际应用中无法实现。而本发明采用不同的分集合并方式，使得各分集支路的定时同步模块可以独立工作，利用信道跟踪器分别跟踪各自的信道的变化，进而利用内插器调整多径位置，使得该支路的信道均衡工作在最佳状态；三是增加了分集信号的获取方式。因为各个支路的信道特性和衰落是独立的，即各个分集支路的微波传输环境可以相互独立，所以可以用空间分集、极化分集、角度分集等等一切分集方式，且采用空间分集对天线的距离也没有要求，这样就增加了接收机设计的灵活性和开阔了应用领域。

为了解决上述技术问题，本发明提供的技术方案是：一种地面数字电视广播传输系统分集接收装置，包括用于跟踪分集信号的信道变化的分集信道跟踪器和与分集信道跟踪器相连接的用于对抗信道中的多径的分集信道均衡器，所述分集信道跟踪器包括与N(N大于等于2)路分集信号相对应的N个分集信道跟踪单元，所述分集信道均衡器包括与N个分集信道跟踪单元相对应的N个前馈滤波器、与前馈滤波器采用重叠结构的反馈滤波器、将N个前馈滤波器的输出与反馈滤波器的信号进行合并的加和器；所述分集信道跟踪器利用时域PN序列做相关，并通过相关峰值，得到信道的初步估计；针对不同接收信号的不同信道估计，综合调整信道中的多径变化，最大范围的利用分集信道均衡器；所述分集信道跟踪器利用所接收的数据信息中的已知帧头信息来确定所述分集信道均衡器的中心参考抽头位置及启动时间。所述分集信道跟踪器包括N个相互独立的分集信道跟踪单元，所述分集信道跟踪单元包括相互连接的内插器、相关器和环路滤波器；所述分集信道跟踪器包括N个分集信道跟踪单元，所述分集信道跟踪单元包括相互连接的内插器、相关器、调整器和环路滤波器，且每两个分集信道跟踪单元共用一个调整器和一个环路滤波器；所述分集信道跟踪器包括N个分集信道跟踪单元，所述分集信道跟踪单元包括相互连接的内插器、相关器、调整器和环路滤波器，且每两个分集信道跟踪单元共用一个调整器；所述分集信道均衡器的判决中心在前馈滤波器中的除最右端外的任意位置；所述前馈滤波器均采用分数间隔滤波器结构，并利用MMSE准则进行抽头系数的优化；所述分集信道均衡器的抽头系数更新采用基于MMSE准则的自适应算法；所述分集信道均衡器中的前馈滤波器可以采用时域的横向滤波器结构，也可以采用频域的滤波器结构，所述的频域的滤波器结构包括一个快速傅立叶变换(FFT)模块，一个频域单抽头均衡模块和一个逆快速傅立叶变换(IFFT)模块。

一种地面数字电视广播传输系统分集接收的方法，该方法包含以下步骤：

1)通过分集接收的形式获得到N(N大于等于2)路数字采样信号；

2)上述N路数字采样信号分别经过分集信道跟踪器的跟踪单元，其首先通过一个内插器进行重采样，使得采样时钟精确同步，(进行信道多径变化的调整)，经过调整后的数字采样信号分为两路，一路分别输出给分集信道均衡器的前馈滤波器；另一路信号通过相关器进行信道估计，通过PN自相关值得到信道的时域冲击响应，由此可以得到主径的位置偏移值，将其输入环路滤波器得到内插器控制信号，控制内插器对分集信道均衡器滤波器中多径的位置进行动态调整，将主径的位置大致固定在判决中心处，使得各分集支路的均衡都处于最佳状态。

3)上述经过调整后的数字采样信号进入分集信道均衡器的N个前馈滤波器中，当其中一路信号主径到达分集信道均衡器的判决中心处时分集信道均衡器开始工作，N个前馈滤波器的输出与反馈滤波器的加和作为分集信道均衡器对信息符号序列的估计值，经判决得到判决输出送入反馈滤波器中。

所述分集信道跟踪器的跟踪单元还包括调整器，其作用是消除两两分集支路的多径时延，以降低合并后等效信道的复杂度，提高均衡器的输出信噪比。调整器根据N路相关峰值位置偏差，输出调整值，调整值通过环路滤波器后控制内插器；所述调整器可以通过对N个信道响应的之间的位置关系，进行联合调整，将N路信号的信道响应最大值调整到相同的位置，即是通过内插器的调整，将信号中的主径信号间的时延调整到0；所述分集信道均衡器的抽头系数采用基于MMSE准则的自适应算法动态更新，根据分集支路信道衰落的恶劣程度，动态调整N个前馈滤波器输出在分集信道均衡器估计值中所占的权重，使得分集信道均衡器的均方误差在信道动态变化过程始终处于一个较小值；所述前馈滤波器与反馈滤波器采用重叠结构，分集信道均衡器的判决中心在前馈滤波器中的除最右端外的任意位置；所述分集信道均衡器的前馈滤波器均采用分数间隔滤波器结构，所述分集信道均衡器的抽头系数更新采用基于MMSE准则的自适应算法。且本技术方案中所述分集接收的分集信号不需要同步。

即以N＝2为例，当两个分集支路的信息符号序列分别输入两个前馈滤波器，两个前馈滤波器输出的加和与反馈滤波器的输出相加作为分集信道均衡器对当前信息符号的估计值。由于分集合并的加和点是在两条支路前馈滤波器的输出端，所以不需要两条支路的信息符号序列严格对齐，在判决符号一致的情况下，滤波器的抽头会根据输入的信息序列自适应地调整。此时，定时同步模块只需要保证该支路信道的主径尽量靠近判决中心以发挥分集信道均衡器的最大功效就可以了，这就简化定时同步模块的设计。

同样，由于采用了两个前馈滤波器，各支路的信道特性不需要一致，前馈滤波器的纠正各自的信道衰落，而它们的抽头系数则通过基于MMSE准则的自适应算法动态调整。当一个支路深度衰落时，要保持均方误差尽量小，则基于MMSE准则的自适应均衡算法会调节抽头，使得该支路的前馈滤波器的输出在分集信道均衡器估计值中的权重减小，另一个支路的权重增大，对于整个均衡系统来说，可以维持最小均方误差的稳定，不会出现突发的判决错误，导致误码扩散。

本发明可以极大地提高地面数字电视广播单载波接收系统的鲁棒性，与现有技术相比，本发明可以达到在恶劣动态信道条件下，大幅提高接收机灵敏度，降低误码率的目的。

附图说明

通过以下对本发明的实施例结合其附图的描述，可以进一步理解其发明的目的、具体结构特征和优点。其中，附图为：

图1是：本发明地面数字电视广播传输系统分集接收装置的系统框图；

图2是：本发明地面数字电视广播传输系统分集接收装置第二实施例的系统框图；

图3是：本发明地面数字电视广播传输系统分集接收装置第三实施例的系统框图；

图4是：本发明分集信道均衡器的前馈滤波器的频域结构的示意框图。

具体实施方式

下面参照附图具体介绍本发明的各种实施例，图中相同的结构或功能用相同的数字标出。应该指出的是，附图的目的只是便于对本发明具体实施例的说明，不是一种多余的叙述或是对本发明范围的限制，此外，附图没有必要按比例画出。

本发明引入了一种新颖的分集接收方法和接收装置，本说明书及说明书附图中以两路分集支路为例(三路以上原理相同，在此不再赘述)，利用其独立衰落特性来对抗信道的动态频率选择性衰落。

如说明书附图图1所示，本发明地面数字电视广播传输系统分集接收装置包括用于跟踪分集信号的信道变化的分集信道跟踪器和与分集信道跟踪器相连接的用于对抗信道中的多径的分集信道均衡器，所述分集信道跟踪器包括与N(N大于等于2，本发明中以N＝2，为例进行详细的说明)路分集信号相对应的2个相互独立的分集信道跟踪单元，所述分集信道跟踪单元包括相互连接的内插器、相关器和环路滤波器；所述分集信道均衡器包括与2个分集信道跟踪单元相对应的2个前馈滤波器、与前馈滤波器采用重叠结构的反馈滤波器、将2个前馈滤波器的输出与反馈滤波器的信号进行合并的加和器。所述分集信道跟踪器利用时域PN序列做相关，利用所接收的数据信息中的已知帧头信息来确定所述分集信道均衡器的中心参考抽头位置及启动时间，并通过相关峰值，得到信道的初步估计；针对不同接收信号的不同信道估计，综合调整信道中的多径变化，最大范围的利用分集信道均衡器。

本发明中所述分集接收装置可通过任何一种分集接收的形式获得两个独立衰落的信号副本i＝1，2，经过接收滤波的再采样后，得到两路数字采样信号i＝1，2，上述两路数字采样信号分别经过分集信道跟踪器的两个跟踪单元，其首先通过跟踪单元的一个内插器进行重采样，使得采样时钟精确同步，(进行信道多径变化的调整)，经过调整后的数字采样信号分为两路，一路分别输出给分集信道均衡器的前馈滤波器；另一路信号通过相关器进行信道估计，通过PN自相关值得到信道的时域冲击响应，由此可以得到主径的位置偏移值，将其输入环路滤波器得到内插器控制信号，控制内插器对分集信道均衡器的滤波器中多径的位置进行动态调整，将主径的位置大致固定在判决中心处，使得各分集支路的均衡都处于最佳状态；上述经过调整后的数字采样信号进入分集信道均衡器的两个前馈滤波器中，当其中一路信号主径到达分集信道均衡器的判决中心处时分集信道均衡器开始工作，两个前馈滤波器的输出与反馈滤波器的加和作为分集信道均衡器对信息符号序列I_k的估计值经判决得到判决输出送入反馈滤波器中；即，两个分集支路组成等效低通输入信号(i＝1，2)通过根升余弦滤波器，再经过采样内插后分别送入两个前馈滤波器。这两个前馈滤波器的输出与反馈滤波器的加和值作为分集信道均衡器对输入序列I_k的估计值两个前馈滤波器的抽头与反馈滤波器的抽头在时间序列上存在重叠，即分集信道均衡器的判决中心在前馈滤波器中的某个位置而不在最右端，使得在分集信道均衡器开始判决的时候，估计值所对应的信息符号I_k的位置不必固定在分集信道均衡器的最右端，而是在判决中心附近的某个位置。这样两路信号所对应的信息符号I_k的位置可以不同，即两个分集支路的时延可以不同。在保证分集信道均衡器判决信息符号一致的情况下，两个支路的信息符号系列不需要同步，这就简化了内插器的设计；即所述内插器主要完成两个功能：一是根据对应支路相关器输出的峰值位置偏差调整支路的信息符号采样速率，使采样时钟精确同步。二是根据支路多径位置(信道衰落)的变化，调整采样速率，使信道的主径始终保持在判决中心的位置上，使该路分集信道均衡器达到最佳功效。在本发明提出的这种新结构下，由于两个分集支路的信息符号系列不需要同步，各支路的内插器可以独立工作而不相互影响。

从说明书附图2-3中，所述分集信道跟踪器的跟踪单元还可选的包括一调整器，其作用是消除两路分集支路的多径时延，以降低合并后等效信道的复杂度，提高均衡器的输出信噪比。调整器根据N(N＝2)路相关峰值位置偏差，输出调整值，调整值通过环路滤波器后控制内插器；所述调整器可以通过对N(N＝2)个信道响应的之间的位置关系，进行联合调整，将两路信号的信道响应最大值调整到相同的位置，即是通过内插器的调整。

所述分集信道均衡器的抽头系数通过基于MMSE准则的自适应算法动态调整。分集信道均衡器的两个前馈滤波器在纠正信道符号间干扰的同时，会基于MMSE准则，根据两个分集支路信道衰落的恶劣程度，动态调整两个前馈滤波器输出在分集信道均衡器估计值中所占的权重，以达到在信道动态变化过程中保持均方误差始终处于一个较小值的目的。这实际上是一种MMSE分集合并。

本发明的分集信道均衡器前馈滤波器部分采用分数间隔滤波器结构，且所述前馈滤波器可以采用时域的横向滤波器结构，也可以采用频域的滤波器结构，所述的频域的滤波器结构可以包括一个快速傅立叶变换(FFT)模块，一个频域单抽头均衡模块和一个逆快速傅立叶变换(IFFT)模块，如图4所述；所述的接收滤波器采用与发送端程序滤波器相匹配的根升余弦滤波器，这使得分集信道均衡器可以对信道固有频率失真进行补偿，而不是补偿接收信号的折叠谱，另外这种结构使得分集信道均衡器对采样点的选择不敏感，内插器不用对采样相位进行调整。通过仔细的设计升余旋滤波器的滚降系数和级联一个高性能的时域分集信道均衡器，采用分数间隔前馈滤波器的均衡结构性能可以接近由匹配滤波器后接一个符号速率分集信道均衡器的最佳线性接收机。设两路信息符号序列为

$y_k^{\left(i\right)}=\underset{n}{\Sigma }{x}_n^{\left(i\right)}{I}_{k-l-n}+v_{k-l}^{\left(i\right)},i=\mathrm{1,2}---\left(1\right)$

其中是对匹配滤波器h(-t)输出信号y⁽ⁱ⁾(t)在t＝lT时刻的采样，和分别是对冲击响应x(t)＝h(t)*h(-t)，v(t)＝z(t)*h(-t)的采样，h(t)为接收信号的冲激响应。采用MMSE准则作为分集信道均衡器抽头自适应算法的依据，选择分集信道均衡器抽头系数{c_j}使得分集信道均衡器估计值误差最小。设分集信道均衡器前馈滤波器级数为K₁+K₂，反馈滤波器级数为K₃，其中K₂是前馈滤波器和反馈滤波器重叠部分的级数，则分集信道均衡器的加和即对所传输的信息序列I_k的估计为

${\hat{I}}_k=\underset{j=-K_1}{\overset{K_2}{\Sigma }}\underset{i=1}{\overset{2}{\Sigma }}{c}_j^{\left(i\right)}{y}_{k-j}^{\left(i\right)}+\underset{j=1}{\overset{K_3}{\Sigma }}{c}_j{I}_{k-j}---\left(2\right)$

分集信道均衡器的均方误差为

$J=E{\left|{ϵ}_k\right|}^2=E{|I_k-{\hat{I}}_k|}^2---\left(3\right)$

将式(2)带入式(3)中，根据正交准则，有

$\left(\begin{array}{c}E\left[I_k{y}_{k-l}^{{\left(i\right)}^{*}}\right]=E\left[{\hat{I}}_k{y}_{k-l}^{{\left(i\right)}^{*}}\right],i=\mathrm{1,2},-K_1\le l\le K_2\\ E\left[I_k{I}_{k-l}^{*}\right]=E\left[{\hat{I}}_k{I}_{k-l}^{*}\right],1\le l\le K_3\end{array}\right)---\left(4\right)$

有式(1)、式(2)、式(4)可以得到求解双前馈滤波器MMSE合并结构的分集信道均衡器抽头系数的方程为

$c_l=-\underset{j=-K_1}{\overset{K_2}{\Sigma }}\underset{i=1}{\overset{2}{\Sigma }}{c}_j^{\left(i\right)}{x}_{l-j}^{\left(i\right)},1\le l\le K_3---\left(5\right)$

$x_{-l}^{{\left(i\right)}^{*}}=\underset{j=-K_1}{\overset{K_2}{\Sigma }}(\underset{z}{\overset{2}{\Sigma }}{c}_j^{\left(z\right)}\underset{n=-L}{\overset{-l}{\Sigma }}{x}_n^{{\left(z\right)}^{*}}{x}_{n+l-j}^{\left(i\right)}+\frac{N_0}{{\sigma }_I^2}{c}_j^{\left(i\right)}{x}_{l-j}^{\left(i\right)}),i=\mathrm{1,2},-K_1\le l\le K_2---\left(6\right)$

由式(6)可以看到，两个前馈滤波器的抽头系数实际上是相互影响的，在MMSE准则下达到系统整体最优。此时分集信道均衡器的均方误差可以表示为

$J_{\min }={\sigma }_I^2(1-\underset{j=-K_1}{\overset{K_2}{\Sigma }}\underset{i=1}{\overset{2}{\Sigma }}{c}_j^{\left(i\right)}{x}_{-j}^{\left(i\right)})---\left(7\right)$

为了更好地理解本发明的技术方案，以下提供实事例作进一步描述：

本发明所述的分集接收装置采用任何一种分集接收的形式获得两个独立衰落的信号副本i＝1，2，经过接收滤波再采样后，得到两路信息符号序列i＝1，2。

信息符号序列经过内插器校正采样时钟后，分成两路，一路进入分集信道跟踪单元，(相关器，)另一路进入分集信道均衡器前馈滤波器，分集信道跟踪单元由相关器、内插器、环路滤波器以及可选的调整器所组成，不同的分集信道跟踪单元(内插器)可以独立工作。

分集信道跟踪单元中的相关器利用单载波信号帧中的PN头的相关特性，获得信号帧的同步信息，其输出是相关峰值位置偏差，经过环路滤波得到内插器控制信号。根据不同的实现方案，相关峰值位置偏差可选择地送入调整器或直接送入环路滤波器。内插器受控制信号的影响调整信号的采样频率，一方面是消除采样始终抖动，另一方面是拉动该路信号，使主径对齐分集信道均衡器的判决中心以发挥分集信道均衡器的最大功效。每个调整器将所有分集支路两两分成一组，从峰值位置偏差中检测两个支路的多径时延，并调整控制信号，使得内插器在多径拉动的过程中将这个时延消除。这样就降低了原方案中消除所有支路多径时延的复杂度，同时极大地降低了分集合并后等效信道的复杂度，提高了均衡器的输出信噪比。

两路序列分别输入分集信道均衡器前馈滤波器，当其中一路信号主径到达判决中心处时分集信道均衡器开始工作，两个前馈滤波器的输出与反馈滤波器的加和作为分集信道均衡器对信息符号序列I_k的估计值经判决得到判决输出送入反馈滤波器中。

分集信道均衡器抽头系数采用基于MMSE准则的自适应算法动态更新，根据两个分集支路信道衰落的恶劣程度，动态调整两个前馈滤波器输出在分集信道均衡器估计值中所占的权重，使得分集信道均衡器的均方误差在信道动态变化过程始终处于一个较小值。

本发明图2，图3分别为第二实施例和第三实施例的框图，其与图1的第一实施例相区别的是分集信道跟踪器的结构，即图1所示的第一实施例中所述分集信道跟踪器包括2个相互独立的分集信道跟踪单元，所述分集信道跟踪单元包括相互连接的内插器、相关器和环路滤波器；而第二实施例中所述分集信道跟踪器包括2个分集信道跟踪单元，所述分集信道跟踪单元包括相互连接的内插器、相关器、调整器和环路滤波器，且两个分集信道跟踪单元共用一个调整器和一个环路滤波器；而第三实施例中所述分集信道跟踪器包括2个分集信道跟踪单元，所述分集信道跟踪单元包括相互连接的内插器、相关器、调整器和环路滤波器，且两个分集信道跟踪单元共用一个调整器；至于调整器的作用上文已经有介绍，而分集信道均衡器的结构都是相同的上文也有叙述，在此不再赘述。

根据上述的实施步骤，本发明与现有技术方案相比，在恶劣动态信道条件下，可以大幅提高接收机灵敏度，降低误码率，极大地提高接收机的鲁棒性，同时降低了定时同步模块的设计要求，使得系统设计更为简单。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，利用上述揭示的方法内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，均属于权利要求书保护的范围。