产生并检测光差分可变多级相移键控/脉冲振幅调制(ODVMPSK/PAM)信号的方法和装置

摘要

本发明描述了用于产生和接收振幅和差分相位编码的信号的方法和装置，其中给定振幅级的相位态的数目总是小于或等于更高振幅级的相位态的数目，并且至少两个振幅级具有不同数目的相位态。

说明书

技术领域

本发明涉及高速光通信的领域，更具体地涉及用于产生和检测具有高的频谱和功率效率的振幅和差分相位编码的信号的方法和装置。

背景技术

支持具有高接收机灵敏度的高频谱效率光通信需求的光调制格式对将来的自由空间和陆地光通信是有吸引力的。光差分多级相移键控(ODMPSK(optical differential multi-level phase shift keying))是获得高频谱效率的调制格式类型。已经提出具有3比特/符号(symbol)的光差分8阶相移键控(OD8PSK)格式(见，例如，C.Kim等人的“Direct-detecti onoptical differential 8-level phase-shiftkeying(OD8PSK)for spectrally efficient transmission”OpticsExpress vol.12，pp.3415-3421，2004)。也已经提出将ODMPSK和脉冲振幅调制(PAM(phase amplitude modulation))组合使用以得到高的频谱效率。已经展示了基于差分正交相移键控(DQPSK)和4阶脉冲振幅调制格式(PAM)的4比特/符号(或16态)调制格式(见，例如，K.Sekine等人的“Proposal And Demonstration Of 10-G Symbol/sec，16-ary(40Gb/s)Optical Modulation/Demodulation Scheme”，Proceeding ofEuropean Conference on Optical Communication(ECOC’04，paperWe3.4.5，2004)。不幸地是，这些类型的调制格式具有几个缺点。

更具体地，这些类型的调制格式的主要缺点是由于其符号星座效率低所导致的接收机敏感度差：一般说来，对于给定的平均信号功率，为了具有对噪声高免疫的信号，期望使在调制格式的星座图中的符号之间的最小距离最大化。此外，对ODMPSK和ODMPSK/PAM的检测是非常复杂的。对于ODMPSK，需要高度稳定的光解调器。还要求每个解调器能够补偿由于周围温度改变或者信号载波频率漂移而造成的其干涉臂(interfering arm)之间的相对相位的变化。

发明内容

使用根据本发明的原理的方法和装置来生成多级相位和振幅调制信号，以使对于该信号可能的多个振幅级(amplitude level)中的每一个具有多个相位态，相位态的数目随振幅级的增加而增加，其中该多级相位和振幅调制信号具有较高的星座，并且不遭受与已知方法相关联的缺陷。在本发明的示例性实施例中，实现了功率-效率多级相位和振幅调制信号，其中分配给给定的振幅级的相位态的数目与该振幅的大小大致成比例，即，越大的振幅级被分配越多的相位态。该调制格式下文中称为光差分可变多级相移键控/脉冲振幅调制(ODVMPSK/PAM)。

在本发明的另一方面，提供用于接收ODVMPSK/PAM信号的方案，其是通用的并且可以以简单的方式来实现。

附图说明

图1A到1C分别是OD32PSK、ODQPSK/PAM8和40态ODVMPSK/PAM4信号调制格式的星座图，其中信号平均功率被归一化。

图2是根据本发明的144态ODVMPSK/PAM8信号调制格式的星座图，其中信号平均功率被归一化。

图3是根据本发明的用于调制ODVMPSK/PAM信号的调制器装置的示例性实施例的方框图。

图4是根据本发明的用于接收ODVMPSK/PAM信号的接收机装置的示例性实施例的方框图。

具体实施方式

下列说明目的是说明本发明的原理。因此将理解的是，本领域技术人员能够设计出尽管没有在此处明确描述或示出、但体现了本发明的原理并且包含在本发明的精神和范围内的各种布置。此外，此处所述的所有例子和条件语言的主要目的特别地仅仅为了教学目的，以帮助读者理解本发明的原理和由(多个)发明人为增进本领域所贡献的概念，并且应该被解释为不局限于这样的具体例子和状况。此外，此处叙述本发明的原理、方面、实施例及其特定例子的所有陈述目的是包含其结构上和功能上的等价物。此外，这样的等价物意图包含当前已知的等价物和将来开发的等价物，即，任何所开发的、无关结构而执行相同的功能的元件。

除非此处另有具体说明，图未按比例画出。在说明书中，在每个不同的图中编号相同的部件指的是同一个部件。

图1A和1B分别示出了两个示例性的光差分多级相移键控(ODMPSK)调制格式，即OD32PSK(即，32阶ODMPSK)和ODQPSK/PAM8(即，四阶ODMPSK/八阶脉冲振幅调制)的星座图。每个信号调制格式具有32个可能的态或者符号。32个符号能代表五个信息比特。信号平均功率被归一化。众所周知，这样的星座图在复平面中代表了(多个)数字光调制方案。按照惯例，实轴和虚轴通常分别被称为同相或I轴以及正交或Q轴。

图1C示出根据本发明的示例性的具有4阶脉冲振幅调制的40态光差分可变多级相移键控调制格式ODVMPSK/PAM4。40态ODVMPSK/PAM4格式的符号位置如下：

第一振幅级：a₁·[1，j，-1，-j]；

第二振幅级：$a_2·[1,e^{j\frac{\pi }{4}},e^{j\frac{\pi }{2}},e^{j\frac{3\pi }{4}},e^{\mathrm{j\pi }},e^{j\frac{5\pi }{4}},e^{j\frac{3\pi }{2}},e^{j\frac{7\pi }{4}}];$

第三振幅级：$a_3·[1,e^{j\frac{\pi }{6}},e^{j\frac{\pi }{3}},e^{j\frac{\pi }{2}},e^{j\frac{2\pi }{3}},e^{j\frac{5\pi }{6}},e^{\mathrm{j\pi }},e^{j\frac{7\pi }{6}},e^{j\frac{4\pi }{3}},e^{j\frac{3\pi }{2}},e^{j\frac{5\pi }{3}},e^{j\frac{11\pi }{6}}];$和

第四振幅级：

$a_4·[1,e^{j\frac{\pi }{8}},e^{j\frac{\pi }{4}},e^{j\frac{3\pi }{8}},e^{j\frac{\pi }{2}},e^{j\frac{3\pi }{4}},e^{j\frac{7\pi }{8}},e^{\mathrm{j\pi }},e^{j\frac{9\pi }{8}},e^{j\frac{5\pi }{4}},e^{j\frac{11\pi }{8}},e^{j\frac{3\pi }{2}},e^{j\frac{13\pi }{8}},e^{j\frac{7\pi }{4}},e^{j\frac{15\pi }{8}}],$

其中，[a₁，a₂，a₃，a₄]是PAM的振幅级的大小。对于PAM-m格式的优选的相对振幅约为：

C·[0.9+[0，1，2，...m])          (1)，

其中C是归一化因子，m是PAM的振幅级的数目。如在本上下文中使用的，术语“振幅”试图指光场域中的振幅，它是光强度的平方根。在示例性实施例中，假定光场中的随机高斯噪声，通过将信号的误码率(BER(bit-error rate))最小化来确定最低振幅级的值为0.9C。

在示例性的40态ODVMPSK/PAM格式中，在a₁，a₂，a₃，a₄振幅级(amplitude level)中的相位态的数量分别是4、8、12和16。可以看到，在每个振幅级中的相位态的数目与振幅的大小成比例，即，振幅越大，振幅级的相位态的数目越大。

在示例性实施例中，ODVMPSK/PAM信号具有m个振幅级并且每个振幅级的相位态的数目如下：

P(i)＝4·i，其中i＝1，2，3...m       (2)

符号态N的数目为：

$N=\underset{i=1}{\overset{m}{\Sigma }}P\left(i\right)=\underset{i=1}{\overset{m}{\Sigma }}4·i=2m(m+1)---\left(3\right)$

当存在光噪声时，每个符号在信号星座图中的真实位置是随时间变化的并且按照由噪声场的强度确定的同一标准偏差偏离其初始位置。对于差分检测接收机，在接收机处任何两个相互比较的符号之间的相位差的间距影响接收机性能：差分相位的间距越大，接收机性能越好。假设在给定的时刻，两个进行比较的符号均处于具有p(i，t)的可能的相位态的第i振幅级，可以使用相位品质因数，，来指示所有可能的符号组合的接收机性能：

其中σ是噪声场的标准偏差。注意，这样选择不同振幅级的每一个的相位态的数目以使得信号星座被优化以使信号的整体性能达到最佳，如上所述。

假设在给定的时刻，第一进行比较的(在先)符号处于具有p(j，t)的可能的相位态的第j振幅级a(j，t)，第二进行比较的(当前)符号处于具有p(i，t)的可能的相位态的第i振幅级a(i，t)，可以使用以下相位品质因数，来指示所有可能的符号组合的接收机性能：

比较等式4和5，可以理解，当在先符号相比与当前符号具有更小的振幅时，接收机性能比反过来的糟糕。因此，对于给定的符号，根据先前符号的振幅级可以有利地排除对相位态的一些选择以便对ODVMPSK/PAM信号具有高灵敏度的差分检测。当当前符号的振幅与其在前符号相比更大时，当前符号的所允许的相移状态的数目等于其在前符号的所允许的相移状态的数目。因此，ODVMPSK/PAM信号的符号态的有效数目N_eff可以比其符号态的总数目N少。因此，每个振幅级的所允许的相位态的有效数目为：

$n_{\mathrm{eff}}\left(i\right)=\frac{p\left(i\right)}{N}[\underset{j=1}{\overset{i-1}{\Sigma }}\frac{p{\left(j\right)}^2}{p\left(i\right)}+\underset{j=i}{\overset{m}{\Sigma }}p\left(j\right)],---\left(6\right)$

其中，第一总和代表振幅小于当前符号的在先符号的所允许的相位态的数目，第二总和代表振幅不小于当前符号的在先符号的所允许相位态的数目。态的有效数目N_eff于是可以如下表示：

$N_{\mathrm{eff}}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{m}{\Sigma }}\{p\left(i\right)·[\underset{j=1}{\overset{i-1}{\Sigma }}\frac{p{\left(j\right)}^2}{p\left(i\right)}+\underset{j=i}{\overset{m}{\Sigma }}p\left(j\right)]\}---\left(7\right)$

对于如图1C中所示的40态ODVMPSK/PAM格式，态的有效数目是34，其对应于每符号的比特的有效数目(bps)是5.09。

通过比较三个调制格式的符号间的最小距离，预期40态ODVMPSK/PAM4格式(图1C)的接收机灵敏度可以比OD32PSK(图1A)和ODQPSK/PAM4(图1B)格式的接收机灵敏度好大约5dB。由40态ODVMPSK/PAM4格式所提供的态超过32态OD32PSK和ODQPSK/PAM4格式所提供的态的额外数目可以被用于允许需要一定开销(overhead)的强前向纠错(FEC)；允许更好的接收机性能，如上所述；或者执行改善传输性能的编码调制。

ODVMPSK/PAM可以载有甚至更多的比特/符号。图2是根据本发明的144态ODVMPSK/PAM8调制格式的星座图。根据等式7，该格式的态的有效数目可以是120，这有效地对应于大约7bps。

注意到，每符号的比特越多，ODVMPSK/PAM格式相比常规的ODMPSK和ODMPSK/PAM格式可以具有更高的接收机灵敏度优势。在7bps时，就接收机灵敏度而言，ODVMPSK/PAM8格式分别可以优过OD128PSK和DQPSK/PAM32～12dB和～10dB。

在图2中所示的ODMVPSK/PAM格式中，存在8个具有相对大小为C·[.9，1.9，2.9，3.9，4.9，5.9，6.9，7.9]的振幅级，其中C是归一化因子。所述振幅级的相位阶的数目分别是[4，8，12，16，20，24，28，32]。在所示的示例性调制格式中，当振幅级的大小增加时，每一个振幅级中的相位态的数目增加，即，振幅越大，为该振幅级所设置的相位态的数目越大。但是，在每个振幅级中的相位态的数目不需要准确地与振幅级的大小成比例。例如，在ODVMPSK/PAM8格式中，在8振幅级的相位态的数目可以是4、4、8、8、16、16、16和16，结果产生88态调制格式。正如本领域技术人员可以认识的，这样的88态调制格式与上述的140态ODVMPSK/PAM8格式相比提供更低的频谱效率。但是，该88态ODVMPSK/PAM8格式与140态ODVMPSK/PAM8格式相比对线性和非线性的相位噪声可以具有更高的免疫。使用偏振复用，具有超过8比特/符号的信号能以合理的接收机灵敏度实现。

参照图3，示出了根据本发明的ODVMPSK/PAM发射机300的示例性实施例的方框图。在发射机300中，激光器301的输出被提供给光学DQPSK调制器302，其输出由分光器303分裂。功率分配器303包含log₂(m)+1个输出臂，其中m是PAM的振幅级的数目。如在2005年9月25提交的题目为“Multilevel Amplitude And Phase Encoded SignalGeneration(多级振幅和相位编码信号生成)”的美国专利申请系列号11/162,830(其整体通过引用结合于此)所描述的，所希望的相关分裂功率分布分别为(0.4+m/2)，(m/4)，(m/8)，...，(1)和(1/2)。

分配器303的第一输出具有相对功率为(0.4+m/2)，该第一输出被提供给相位控制单元304，但不被任何数据调制，而剩下的分裂信号输出被那些与PAM相关联的数据支流调制。相位调制器阵列305根据与PAM调制相关联的log₂(m)个数据支流调制所述分裂信号。数据支流由数据源308提供。

在示例性实施例中，相位调制器阵列305可以包含马赫-曾德尔(Mach-Zehnder)调制器的阵列，全部零偏置，以充当相位调制器来基于由数据源308提供的数据在log₂(m)个分裂信号的每一个上产生“0”或“π”的相移。

另一个分光器306组合所有的被调制的分裂信号。优选地，分光器306作为分光器303的镜像图像，具有和分光器303相同的分裂分布。因为信号光功率与信号光场振幅的平方成比例，具有相同的分裂比的分光器303和306的级联布置产生所希望的信号功率级。相位控制单元304被用来保证第一分裂信号的光场与该被调制的分裂信号在相位上对齐。事实上，可以认识到，m阶PAM星座中的所有振幅级，C·(0.9+[0，1，2，...m])，可以通过在下列的log₂(m)个项，即C·(m/4)，C·(m/8)，...，和C·(1/2)之中相加和相减，并加上平均项C·(0.4+m/2)得到。例如，八阶PAM格式的振幅级，0.9+[0，1，2，3，4，5，6，7]可以由4.4±2±1±0.5得到。更具体地，第一数据支流可以由提供该±2分量的最高有效(most significant)调制臂来编码，第二数据支流可以由提供该±1分量的第二最高有效调制臂来编码，最后的数据支流可以由提供该±0.5分量的最低有效(leastsignificant)调制臂来编码。

从分光器306输出的信号有效地是ODQPSK/PAM信号，并且被提供给附加的相位调制器307。事实上，相位调制器307对于每个符号周期适当“转动”ODQPSK/PAM星座以基于由数据源308提供的数据产生在高振幅级上载有额外相位态(多于四)的ODVMPSK/PAM信号。例如，具有在0到3π/8的范围内以π/8为间隔尺寸的4态附加相位调制连同DPQSK调制将对于给定的PAM振幅级产生16个总相位态。这可以通过驱动具有4阶信号的单态相位调制器或由log₂(4)个、即两个数据支流驱动的多级相位调制器来得到。

如本领域技术人员所认识到的，由于它们的线性性质，DQPSK(块302)、PAM(块303-306)和附加调制(块307)被执行的顺序可以变化；即，块302、303-306和307可以从在图3中所示的顺序中被重新排序。

在另一个示例性实施例中，DQPSK调制(块302)可以与附加相位调制(块307)组合。在这样的实施例中，多个嵌套式和级联式相位调制器可以被用来得到ODVMPSK/PAM信号的所有所允许的相位态。优选地，相位调制过程满足上述条件，即当当前符号的振幅与其在前符号的振幅相比更大时，当前符号的所允许的相位态的数目等于其在前符号的所允许的相位态的数目。

在示例性实施例中，光调制器可以被用来利用归零(RZ(return-to-zero))脉冲格式化(formatting)来格式化ODVMPSK/PAM信号，这可以改善信号对符号间干扰的容差。该RZ脉冲格式化也可以在电域中完成。

为了改善对噪声的免疫，本发明的调制方案允许选择不对最低有效数据支流的一个或多个进行调制。所产生的多级信号的总数据速率将被减少，但是该信号将对噪声更具有免疫力。这提供了数据速率敏捷传输的灵活性，其中，总信号数据速率可以取决于传输链路的质量而变化(例如，链路质量越糟，数据速率越低)以保证可接受的传输性能。这样的数据速率敏捷传输能利用本发明容易地实现。

为了检测ODVMPSK/PAM信号，与振幅调制相关联的数据支流可以使用多级强度检测(例如在K.Sekine等人的“Proposal AndDemonstration Of 10-G Symbol/sec，16-ary(40Gb/s)OpticalModulation/Demodulation Scheme”，ECOC′04，paper We3.4.5所描述的)来恢复。与差分相位编码相关联的其他数据支流可以使用不同的技术来恢复。具有固定相位态的ODMPSK信号例如可以通过接收机来解调和检测，该接收机包括分别在其两个臂之间具有预定的相位补偿的多个光延迟干涉仪(ODI(optical delay interferometer))和由二进制判定电路紧随的多个平衡检测器(例如，在C.Kim等人的“Direct-detection optical differential 8-level phase-shiftkeying(OD8PSK)for spectrally efficient transmission”OpticsExpress，vol.12，pp.3415-3421，2004)。在这样的接收机中所需要的ODI的数目等于相位态数目的一半。例如，对于ODI6PSK，需要八个ODI。这样的实施是复杂并且昂贵的。

作为一种替换方案，可以使用两个ODI和由多级判定电路紧随的两个平衡检测器用于接收ODMPSK信号，但在接收机灵敏度上具有折衷。例如见H.Yoon等人的“Performance comparison of optical 8-arydifferential phase-shift keying systems with differentelectrical decision schemes”，Optics Express 13，371-376(2005)。

对于相位态数目可变的并且取决于振幅的ODVMPSK/PAM信号，穷举检测方案(brute force detection scheme)需要复制ODI和平衡检测器以涵盖对应于不同振幅的不同的多级情况，并且基于被恢复的振幅数据来选择有意义的数据。

图4是根据本发明的用于接收ODVMPSK/PAM信号的接收机装置400的示例性实施例的方框图。进入的ODVMPSK/PAM信号通过1 x 3耦合器401被分为三个光路。第一光路包含具有相位偏移φ₀的ODI　402，其后紧随平衡检测器404。第二光路包含具有相位偏移φ₀-π/2的ODI 403，其后紧随平衡检测器405。ODI 402和403的每一个的两个臂之间的延迟是ΔT，其约为一个符号周期。

从耦合器401出来的第三光路指向光电检测器406。从检测器404、405和406出来的信号被发送到“软判决”块410。软判决块410包括模数转换器(ADC)414、415和416，每个所检测的信号使用一个。自动增益控制(AGC)元件411-413可以可选地被分别提供在ADC 414-416的每一个之前。

由ADC 414-416输出的数字化信号被提供给数据恢复单元417，其计算所有必要的判决变量，并且输出所有的包含在ODVMPSK/PAM信号中的N个数据支流，如c₁、c₂、...和c_N。

由平衡检测器(balanced detector)404和405检测的两个信号(此处分别以μ_I和μ_Q表示)可由下式表示：

$u_I=\mathrm{Re}\{e^{j{\phi }_0}y\left(t\right)·y^{*}(t-\mathrm{\Delta T})\},$

                                                   (8)

$u_Q=\mathrm{Im}\{e^{j{\phi }_0}y\left(t\right)·y^{*}(t-\mathrm{\Delta T})\},$

其中y(t)是进入接收机的归一化的信号场，Re{x}和Im{x}分别是复变量x的实部和虚部。

为了恢复与ODMPSK信号的相位态相关联的数据支流，希望在给定的时刻根据两个进行比较的符号的振幅级得到多个判决变量。例如，ODVMPSK/PAM信号具有m个振幅级，并且最高的振幅级具有最大数目的相位态M＝P(m)。所需要的判决变量的最大数目是M/2，这可以利用具有π/M，3π/M，...和(2M-1)π/M的相位偏移(Δφ)的M个ODI得到。如下所示，M/2个判决变量中的每一个可以从仅来自两个ODI的被检测信号μ_I和μ_Q导出。更具体地，与具有给定相位偏移Δφ的ODI相关联的判决变量是：

ν(Δφ)＝Re{e^jΔφy(t)·y*(t-ΔT)}             (9)

这可以根据检测信号μ_I和μ_Q表示：

$v\left(\mathrm{\Delta \phi }\right)=\mathrm{Re}\{e^{j(\mathrm{\Delta \phi }-{\phi }_0)}·e^{j{\phi }_0}y\left(t\right)·y^{*}(t-\mathrm{\Delta T})\}$

                                       (10)

$=\cos (\mathrm{\Delta \phi }-{\phi }_0)·u_I-\sin (\mathrm{\Delta \phi }-{\phi }_0)·u_Q$

当M＝2ⁿ(其中n是大于2的整数)时，M/2个判决变量于是可以被用来恢复和如下相位态相关联的n个数据支流：

c_l＝(u_l>0)，

c_Q＝(u_Q>0)，

$c_3=[\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{\pi }{4})>0]\oplus [\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}-\frac{\pi }{4})>0],---\left(11\right)$

$c_4=[\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{\pi }{8})>0]\oplus [\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}-\frac{3\pi }{8})>0]\oplus [\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{3\pi }{8})>0]\oplus [\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}-\frac{\pi }{8})>0]$

$c_n=[\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{2}{M}\pi )>0]\oplus [\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{2+4}{M}\pi )>0]\oplus ...[\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{M/2-2}{M}\pi )>0]$

$\oplus [\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{2}{M}\pi -\frac{\pi }{2})>0]\oplus [\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{2+4}{M}\pi -\frac{\pi }{2})>0]\oplus [\mathrm{dv}(\frac{\pi }{M}+\frac{M/2-2}{M}\pi -\frac{\pi }{2})>0]$

其中表示异或(XOR)逻辑运算。

注意到在发射机处的光调制之前对初始数据支流进行适当的预编码能被用来保证被解码的数据支流是初始的数据支流。预编码功能够基于所使用的光调制方案和光解调和解码方案来确定。

在ODVMPSK/PAM的检测中，给定时刻的判决变量分别依赖于当前符号的强度级I(n)和在前符号的强度级I(n-1)。使用如由检测器406所提供的I(n)和I(n-1)，数据恢复单元417可以根据等式8-10计算与相位调制相关联的所需要的判决变量。事际上，与相位调制相关联的初始数据支流基于判决变量的逐符号的基于强度的推导来恢复。注意到与PAM相关联的判决变量可以通过使用从光电检测器406所测量的信号强度分布图I(t)直接得到。最后，数据内容或者从判决变量直接提取，或者在进一步解码(如果在发射机处应用编码调制)后提取。

在一个示例性实施例中，数据恢复单元417可以使用数字信号处理(DSP)实施，其可以例如在专用集成电路(ASIC)或现场可编程门阵列(FPGA)中实施。

应当理解上述实施例仅示出了可以代表本发明的应用的可能的具体实施例中的几个。在不背离本发明精神和范围的情况下，本领域技术人员可以进行各种不同的其它布置。