确定空间特征以便校准具有天线阵的通信站的方法和设备

摘要

本发明涉及确定空间特征以便校准具有天线阵的通信站的方法和设备。可以利用一个或多个远程终端确定校准基站的校准函数，包括：利用第一无线电站的天线单元阵向第二无线电站发送校准信号，并在第一无线电站从第二无线电站接收包含第二无线电站下行空间特征的相关信息的下行空间特征相关信号。可以利用下行空间特征相关信号确定第二无线电站下行空间特征。可利用从第二无线电站发送到第一无线电站的上行空间特征信号。确定第二无线电站上行空间特征。之后可利用第二无线电站下行空间特征和第二无线电站上行空间特征来确定校准函数。

说明书

本申请是分案申请，其母案申请号为99808199.X(PCT/US99/08856)，发明名称为“确定空间特征以便校准具有天线阵的通信站的方法和设备”，申请日为1999年4月22日。

技术领域

本发明涉及无线通信系统领域，更具体而言，涉及用于校准包括天线单元阵的通信站的方法和设备。

背景技术

智能天线系统

可将天线阵用于任何利用一个或多个天线发送或接收射频信号的无线通信接收机或发射机或收发机(在此是指在“通信站”之下)中。在这样一种通信站中使用天线阵比起使用单元件天线在天线性能上有改进。这些天线性能改进对于所接收的信号来说包括改进方向性，信号噪声比，和抗干扰度，对于所发送的信号来说包括改进方向性，安全性，和降低发射功率要求。可将天线阵只用于信号接收，只用于信号发送，或既用于信号接收又用于信号发送。

天线阵通信站的一种典型应用是在无线通信系统中。例子包括一种蜂窝通信系统，由一个或多个通常称为基站的通信站组成，每个与其用户单元(也称为远程终端和手机)通信。在蜂窝系统中，远程终端可以是移动的或在固定的位置，当处于固定位置时，这样的一种系统经常被称为无线本地环路系统。天线阵典型情况下位于基站。对于通信方向的术语来自传统的卫星通信，用基站代替卫星。因此从远程终端到基站的通信被称为上行，从基站到远程终端的通信被称为下行。因而，基站天线阵在下行方向上发送，在上行方向上接收。也可将天线阵用于无线通信系统，以增加空分多址(SDMA)的容量，这是在相同的“传统的”(FDMA，TDMA，或CDMA)信道上，每次与若干用户通信的能力。以前我们已经公开过利用天线阵增加SDMA和非SDMA系统的谱效率的自适应智能天线处理方法(包括空间处理)。见共同拥有的美国专利5,515,378“SPATIAL DIVISION MULTIPLE ACCESSWIRELESS COMMUNICATION SYSTEM”，美国专利5,592,490“SPECTRALLYEFFICIENT HIGH CAPACITYWIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS，”美国专利5,828,658“SPECTRALLY EFFICIENT HIGH CAPACITY WIRELESSCOMMUNICATION SYSTEMS WTTHSPATIO-TEMPORAL PROCESSING”，和美国专利申请序号08/729,390“METHOD AND APPARATUS FOR DECISION DIRECTEDDEMODULATION USING ANTENNAARRAYS AND SPATIAL PROCESSING”。将利用于线阵改进通信效率和/或提供SDMA的系统有时称为智能天线系统。

利用线性空间处理作为自适应智能天线处理的智能天线通信系统，在上行通信期间，在基带中对在天线阵元件处接收到的每个信号进行幅度和相位调节，以选择(也就是优先接收)感兴趣的信号，同时使任何不感兴趣的信号或噪声--也就是干扰，为最小。这样的基带幅度和相位调节可用复数值的权来描述，即接收权，天线阵所有元件的接收权可用复数值向量，接收权向量来描述。同样，通过调节由天线阵的每个天线发送的基带信号的幅度和相位对下行信号进行处理。这样的幅度和相位的控制可用复数值的权，即发送权来描述，天线阵所有元件的权可用复数值向量，发送权向量来描述。在某些系统中，接收(和/或发送)权包括时间(temporal)处理，被称为用于空时(spatio-temporal)处理的空时参数。在这样的情况下，接收(和/或发送)权可以是频率的函数并应用于频域中，或者等效地，是作为卷积核应用的时间函数。另一种方案是，如果对于被采样的信号，每个卷积核本身可用一组复数来描述，则可将卷积核向量改写为复数值的权向量，对于有M个天线，每个核有K个表项(entry)的情况，将是KM个表项的向量。

接收空间特征(spatial signature)表征基站天线阵在不存在任何干扰或其他用户单元的情况下是如何从特定用户单元接收信号的。可利用不同的技术来确定用于特定用户的接收权向量。例如，可根据空间特征来确定。也可根据在天线阵接收到的来自该远程用户的上行信号，利用关于这些上行信号的某些知识，例如，所用的调制类型来确定。特定用户的发送空间特征表征远程用户在不存在任何干扰的情况下是如何从基站接收信号的。用于在下行与特定用户通信的发送权向量或者根据接收权向量(见以下“对校准的需要”栏目)来确定，或者根据特定用户的发送空间特征和其他用户的发送空间特征以这样的一种方式确定，使得对特定用户的能量最大和对其他用户的能量最小。

美国专利5,592,490“SPECTRALLY EFFICIENT HIGH CAPACITYWIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS”描述空间特征和它们的使用，美国专利5,828,658“SPECTRALLY EFFICIENT HIGH CAPACITY WIRELESSCOMMUNICATION SYSTEMS WITH SPATIO-TEMPORAL PROCESSING”，引入于此作为参考，它描述利用空时特征如何将此扩展为空时处理。

因此，当在此的描述通过空间特征提供时，增加时间均衡以提供空时处理是容易提供的，例如，当时间处理是利用带有K个抽头(tap)的均衡器(也就是在权卷积函数中卷积核的长度是K)时，通过增加可由MK向量(既有上行已有下行)描述的空时特征的概念来提供。因而，如何修改本发明以适应空时处理和空时特征，对于本领域的技术人员来说将是清楚的，例如考虑到以上被参考并引入于此作为参考的美国专利5,828,658。因此，本领域的技术人员将理解，在任何时候使用术语空间特征，都可认为是将本发明应用于装备有空时处理装置的通信站的情境内的空时特征。

对校准的需要

对于特定的用户来说，根据接收权向量确定发送权向量是所希望的。更一般而言，根据从该用户接收到的信号确定适当的发送信号用于发送到特定的用户是所希望的。对于特定的用户来说，实际的问题可能难以根据接收权向量来确定发送权向量。频分双工(FDD)系统是这样的，其中与特定远程用户的上行和下行通信是发生在不同的频率上。时分双工(TDD)系统是这样的，其中与特定远程用户的上行和下行通信发生在相同的频率但在不同的时隙中。在TDD系统中，由于众所周知的互易原理，可以预料，根据接收权向量确定发送权向量是直截了当的。但是，在上行上，与天线阵的每个天线元件相关联的接收电子设备(接收设备链)可能会使得正被处理的接收信号略微失真。接收电子设备链包括天线元件，电缆，滤波器，RF接收机和其他部件，物理连接，和模数转换器(“ADC”)，如果处理是数字方式的话。在多元件天线阵的情况下，典型做法是，对于每个天线阵元件有单独的接收电子设备链，因此，在每个天线元件处每个接收到的信号的幅度和相位由每个接收设备链引起的失真可能是不同的。另外，在用户单元和特定的接收天线之间的上行发生的RF传播效应，这样的效应包括无限度的路径损失，衰落和阴影效应，多径，和近场散射，这些效应可以是因天线元件的不同而各不相同的。注意，接收电子设备链和RF传播效应一起组成远程用户的上行空间特征。不考虑这些接收电子设备链和RF传播效应的接收权向量将有差错，使得在基站低于最佳接收。然而，实际上，通信仍然是可能的。当利用接收信号的特征的某些知识，例如，所用的调制类型，来确定接收权向量时，这样一种的方法已经考虑到上行接收电子设备链和RF传播效应。当通过天线阵发送下行信号时，由天线元件辐射的每个信号通过不同的发送电子设备链，因此，可能在所发送的信号中引起不同的幅移和相移。另外，还存在RF传播效应。如果发送权向量从接收权向量导出，不考虑在接收电子设备链和RF传播中的差别，则从基站的发送可能很难实现。如果发送权向量并不考虑发送电子设备链和发送RF传播效应中的差别，可能导致进一步的困难，可能使利用这样的发送权向量的通信成为不可能。

校准的目的是确定校准因数，用以补偿在接收链和上行RF传播的信号中产生的不同的幅度和相位误差，用以补偿在发送链和下行RF传播中产生的不同幅度和相位误差，在通信站中所用的校准因数用以根据从远程用户接收到的信号组来确定供发送到远程用户的发送权向量。应该补充的是，因为在接收和发送设备链中产生的相移和幅移通常是与频率有关的，所以通常校准因数是与频率有关的。

在TDD系统的情况下，上行和下行RF传播效应抵消，使得校准因数与用户单元的位置无关。

众所周知，通过将由天线元件接收或发送的M个信号中的每一个与校准函数(也就是复数值时间序列)卷积可以实现补偿，其中每个校准函数描述为补偿当信号通过发送和接收设备链时信号经受的增益和相位误差所需的传递函数校正。在某些系统中，这可被简化为乘法校正，其中每个校准函数是校准因数—复数值的数，其描述为补偿所需的幅度和相位校正。一般，校准函数组限定校准向量函数，每个元件一个校准函数。在乘法校正的情况下，校准因数组限定校准向量，每个元件一个校准因数。

根据接收权向量确定发送权向量，在FDD系统的情况下对于特定用户来说是比较困难的，因为可能不再可假定互易性。需要另外考虑在上行和下行上传播中的差别。一旦考虑到这些差别，仍然需要确定校准因数，用于补偿在接收链和上行RF传播中的信号中产生的不同幅度和相位误差，和补偿在发送链和下行RF传播中产生的不同的幅度和相位误差。一般，与远程用户的位置无关的单个校准因数是不可能的。在这样一种情况中，需要能够确定上行和下行空间特征。

在没有可能独立于远程用户位置的校正因数的情况下，当存在某些函数关系，使得能够根据接收到的信号和某些参数(例如，到达的角度)来确定发送权向量供使用时，仍然需要确定一组校准函数，用于补偿在接收链和上行RF传播的信号中产生的不同的幅度和相位误差和在发送链和下行RF传播中产生的不同的幅度和相位误差，这些函数与远程用户的一个或多个参数有关，例如到达的角度。

对特征估计的需要

当简单的校准(如以上所定义的)不可能时，仍然需要补偿在接收链和上行RF传播的信号中产生的不同的幅度和相位误差，和在发送链和下行RF传播中产生的不同的幅度和相位误差。特征估计的目的是确定表征这些差别的上行和下行空间特征。因此，当或者1)RF传播效应抵消，使得下行权可根据上行信号或权来确定，或2)存在某些简单的RF传播效应的函数关系，使得上行权可根据上行信号和远程用户的某些参数(例如上行信号的到达角度)来确定时，校准是特征估计的特例。

其他方法

已知的用于确定天线阵校准的方法，每种都有一个或多个相关的缺点。大多数已知的方法需要外部测量设备，它们可能是昂贵的，对于重复使用来说，显得笨重和麻烦。其次，传统的校准方法对系统参数中的漂移敏感，例如，在测量进行的延续时间上的频率参考，这些漂移导致所测量的天线阵校准的不准确。另外，某些已知技术只确定乘法校准而不是卷积核校准，不管对校准天线阵中频率有关分量的需要。为了消除这种频率依赖关系，并仍然使用乘法校准，有必要为每个通信的频率信道校准天线阵。第三，RF电子设备的传递特性取决于变化的环境条件，例如温度和湿度，这就使重复地在它们的周围环境中校准天线阵是必不可少的。

Harrison等在美国专利号5,274,844(1993年12月28日)中公开了一种方法，用于在两个实验中分别校准发送和接收链(作为复数值向量传递函数)，该实验涉及用于将资源控制器连到远程终端的数据总线。在第一个实验中，数据总线向远程终端指示发送已知信号到基站。这就确定了接收设备链的校准。在第二个实验中，将在远程终端接收到的信号通过数据总线发回资源控制器，使得确定发送设备链的校准。

1996年8月13日授权的，并转让给本发明的受让人的共同拥有的美国专利5,546,090，公开了一种校准方法，其能够利用与远程终端共处一处(co-located)的简单的转发器(transponder)(所述转发器将在远程终端处从基站接收到信号重发到基站)来确定发送和接收校准这二者，这样的方法并不需要Harrison等发明的有线的数据总线。但仍需要附加的转发器设备。

PCT专利申请公开WO 95/34103(1995年12月14日出版)，标题是“ANTENNAARRAY CALIBRATION”，发明人Johannisson等，公开了一种方法和设备，用于校准天线阵的发送(和接收)。对于发送校准，将输入发送信号每次输入到一个天线的每个天线元件。在输入发送信号已经通过各自的功率放大器后，通过校准网络对每个天线元件所发送的信号进行采样。将所得到的信号送入接收机，并且计算装置将接收到的信号与每个天线元件的原始发送信号相联系。然后可为每个天线元件构成校正因数。可以利用校正因数来调节天线元件(幅度和相位，或者同相I和正交Q分量)，以保证每个元件在发送期间被正确地校准。对于接收校准，产生已知的输入信号并利用校准网络(无源的分布式网络)注入天线阵的每个天线元件。来自天线元件的信号通过各自的低噪声放大器，因此通过波束形成设备对每个天线元件所接收到的信号进行测量。然后，波束形成设备可通过将被注入的信号与所测量的信号作比较来产生校正因数，以便单独地校准每个天线元件。可将该校正描述为幅度和相位校正，或同相I和正交Q分量的校正。

Wachs等人的美国专利5,530,449，标题为“PHASEDARRAY ANTENNAMANAGEMENT SYSTEM AND CALIBRATION METHOD”(在此用“Wachs”表示)描述一种管理系统和校准方法，用于相控阵天线，其采用在波节操作期间进行的系统级的幅度和相位的测量，以逐个元件地确定天线的各个链路的跟踪性能。该系统和方法利用探查载波来测量各个元件链的幅度和相位。根据测得的幅度和相位数据为每个链路确定所需的校正系数，单独地补偿每个单独的元件链以纠正幅度和相位误差。系统在位于卫星上的相控阵天线通信站上分别校准前向和回程链路的相控阵天线。在一种实施方案中，使用分离的远程校准站。为了校准发送路径，将探测信号交替地从一个元件(参考元件)和待测元件发送到校准系统处的天线。将在该校准站处接收到的信号比较以确定校正。将分离的通信链路用于提供校准站和卫星之间的通信。在接收方向上，将远程校准站用于向相控阵的所有天线元件进行发送。但只有两个元件被交替地采样以形成校准载波。然后将该校准载波在Ka频段上下行传送到网关中枢站供计算。在一种替代的实施方案中，将在卫星通信站处的本地辨向天线用于对发送天线元件的输出进行采样。在这两种实施方案中，对接收和发送路径分别实施校准，需要附加设备，或者是分离的远程校准站，具有附加的链路，或者是分离的辨向天线系统。Wachs系统的几个特征是明显的。首先，在分离的校准站或探测天线的形式中需要附加的硬件。其次，就该校准而言需要使用特殊的波形，而不是原先由标准的空中接口支持的通信波形。这意味着通信站需要附加的硬件用于形成和发送这样的波形。校准站需要特殊的接收/解调硬件，无法再使用标准硬件。因此，有这样的可能性，被适配成在无线通信系统中使用的类似Wachs的系统可能不被允许在某些国家中运行。

因此，这些已知的方法为接收和发送路径分别提供校准。这些方法需要专门的校准设备。某些已知的方法和系统使用专门的波形，因而需要附加的硬件来处理这样的波形，并且也不符合任何已建立的空中接口标准，所以面临着不被允许在某些国家中运行的风险。将那些也为基站天线元件和用户单元之间的不同空中路径进行校准的已知系统更适当地归类为在此所采用的校准定义下的空间特征估计技术。

Parish等在共同拥有的美国专利申请08/948,772“METHOD ANDAPPARATUS FOR CALIBRATING A WIRELESS COMMUNICATION STATIONHAVING AN ANTENNA ARRAY”中，描述了一种校准方法，用于带有天线元件阵的基站，它不需要任何附加的校准设备。一方面包括利用天线元件的发送电子设备，从每个天线元件发送规定的信号，同时在至少一个与该天线无关联的接收机电子设备链中接收所发送的信号。将这个过程重复，利用其他的发送设备链从其他的天线元件发送规定的信号，直到所规定的信号已经从需要校准因数的所有的天线元件发送为止。用于每个天线元件的校准因数根据相关联的发送电子设备链和接收电子设备链传递函数来确定。当下行和上行通信发生在相同频率的信道中时，对于任何天线元件确定单个校准因数。在Parish等的发明的一种版本中，单个校准因数在相位上是与特定天线元件相关联的发送设备链传递函数的相位与接收设备链传递函数的相位之间的差的函数。在Parish等的发明的另一方面中，将这样确定的校准因数用于根据一组接收权确定一组发送权。

虽然Parish等的发明能够为基站确定单组的校准因数，其使得在不需要某些附加设备(如转发器)的情况下能够根据上行的权组确定下行的权组，并校准基站电子设备路径中的差别，Parish等的方法不可能适合于估计空间特征，以便处理可能发生的RF传播路径差别。另外，为了实施校准试验，基站需要进入空间校准模式，因此在此期间不可能被用于任何其他目的。

在现有技术中也没有提到通过组合来自多个远程收发机的测量进行校准的能力。

期望的特征

校准过程的主要目的是为基站取得校准信息。这可包含测量上行和下行信道之间的增益和相位差。在这个步骤期间准确性和高精度是十分重要的。如果校准信息不准确，那么在下行上的波束型式将会严重畸变。将较少的能量朝目标用户辐射，将过多的干扰朝向共信道用户辐射。这将对下行信号质量和下行范围有负面的影响。最终，一个坏的校准策略可能大大地降低无线网的容量。

校准方法的一个期望的特征是为校准只需要一个基站和一个用户单元，不需要另外的设备，如信号发生器，转发器，校准站，附加的天线，探测器，或其他的设备。这样的系统理想情况下应该能够校准接收和发送电子设备中的差别。这些系统也应该使用通常的通信波形，所述通信波形基本上符合它们于其中运行的无线通信系统的特定空中接口标准。这就能再使用标准硬件，并且也保证不违背标准，并且保持与对标准的任何进一步修改的兼容性。我们用“符合空中接口标准”的意思是符合空中接口的信道结构和调制，其中“信道结构”在FDMA的情况下是频率隙，在TDMA的情况下是时间和频率隙，在CDMA的情况下是码信道，“调制”是在该标准中所规定的特定的调制方案。

另一个期望的特征是该方法可用于特征估计，以便也计算出RF路径中的差别。

校准方法的另一个期望的特征是容易使用，能够快速地，频繁地实施校准，甚至例如，频繁到一分钟若干次。这最终增加下行的处理准确度，这对信号质量，容量，覆盖，和可能的其他参数有深远的影响。

校准方法的另一个期望的特征是每个用户单元支持校准。

就校准系统而言另一个期望的特征是能够在用户单元内针对校准实施某些或全部对接收数据的处理，因此不需要用户单元将接收到的数据送回到基站并且不需要基站实施全部的处理。因而通过将负载“分配”到智能用户单元，可大大地降低基站的计算负担。这个特征是特别希望的，例如，对于服务许多用户单元的基站，或在每次呼叫以前校准，或在每次呼叫期间甚至有若干次的校准。

另一个期望的特征是能够在基站上任何可用的传统信道上启动校准，例如，FDMA/TDMA系统的任何载波和任何时隙。这种特征增强灵活性，因为可以选择在使用时刻可得到的任何时隙和任何载波。

就校准方法而言另一个期望的特征是能够在不是必须让基站为校准脱机的情况下对基站进行校准，因而能够在基站服务于成百个呼叫的同时使基站校准得以实施，例如，在FDMA/TDMA/SDMA系统中其他载波(频隙)/时隙/空间信道上进行。这种特征对于同时服务于许多传统信道(例如，对于FDMA/TDMA系统的载波)的宽带基站特别重要。

就校准方法而言另一种期望的特征是能够实施快速校准，甚至在一个现有呼叫期间进行若干次。

就校准方法而言另一个期望的特征是在进行中的呼叫期间能够以无接缝的方式实施校准，使得基站能够在若干呼叫期间连续地校准自己。

就校准方法而言另一个期望的特征是能够通过组合测量利用几个远程收发机来实施校准，其中的每一个可能是只见到通信站天线阵的一个子集，或者其中的每一个可能面对不同的干扰环境。

就校准方法而言另一个期望的特征是能够确定是否校准是准确的，例如通过实施统计测量，连同能够将这样的信息反馈到通信站以确定，是否从几个远程站进行组合是必要的。

另一个期望的特征是高准确性，以及对在典型情况下与廉价的用户单元通信中可能发生的频率偏置，定时不一致，I/Q失配，和相位噪声的抵抗能力。

因此，对于包括所有或大多数以上特征的校准方法和设备，在技术上仍然有需要。例如，需要一种系统和方法，它是准确的并且无论就必要的设备还是所需的时间来说都是简单的，以致校准能够被在所期望的无论何地，无论何时，重复地，快速地实施。在技术上也需要一种简单的校准技术，它只利用现有的基站电子设备，并不需要专门的校准硬件。在技术上也需要一种方法，能够根据接收权向量确定发送权向量，包括对接收电子设备和发送电子设备的校准，利用简单技术来获得校准，所述简单技术使用现有的基站和用户单元电子设备，并不需要专门的校准硬件。

因此，在技术上仍需要高效率的方法，以确定上行空间特征，用于校正在上行RF路径和接收电子设备中的差别，和确定下行空间特征，用于校正在下行RF路径和发送电子设备中的差别。

发明内容

本发明的一个特征是能够校准具有天线阵的通信站在电子设备路径中的差别，所述校准只利用通信站和用户单元。

本发明的另一个特征是提供能够利用已校准的发送权向量的校准，发送权向量本质上根据接收权向量来确定，所述校准考虑了电子设备路径中的差别。

本发明的另一个特征是确定能够利用已校准的发送权向量的空间特征，发送权向量本质上根据接收权向量来确定，所述校准考虑了电子设备路径和RF传播路径中的差别。

本发明的另一个特征是能够确定与通信站通信的用户单元的上行空间特征，所述确定只利用通信站和用户单元。

本发明的另一个特征是能够确定与通信站通信的用户单元的下行空间特征，所述确定只利用通信站和用户单元。

还是本发明的另一个特征是校准具有天线阵的通信站，校准容易并且对于那些当前不被校准的传统信道，未使通信站脱离空中接口。

还是本发明的另一个特征是校准具有天线阵的通信站，校准能够部分地或全部地在用户单元上被实施。

还是本发明的另一个特征是校准通信站，该校准方法提供高准确度，并对典型情况下与廉价的用户单元通信中可能发生的频率偏移，定时不一致，I/Q失配，和相位噪声有抵抗能力。

本发明的另一个特征是提供一种校准方法和设备，能够容易地在射频系统中被实施并使执行经常的和日常例行的系统校准切实可行。校准能够使用已校准的发送权向量，该发送权向量本质上根据接收权向量来确定，校准包括校正在电子设备路径中的差别和RF传播效应中的差别。

还是另一个特征是能够快速校准，甚至在现有呼叫期间进行若干次。

还有另一个特征是在进行中的呼叫期间能够以一种无缝的方式实施校准以使得通信站能够在特定的呼叫期间连续地校准自己。

还是另一个特征是能够通过组合测量利用几个远程收发机实施校准，其中每一个可能只“看见”通信站的天线阵的一个子集，或者其中的每一个可能面对不同的干扰环境。

还是另一个特征是能够确定是否校准是准确的，例如，通过实施统计测量，以及能够将这样的信息反馈到通信站以确定，例如，是否从若干个远程站进行组合是必要的。

通过阅读在此以下所提供的本发明的优选实施方案详述，这些和其他的特征将更为清楚。

附图说明

从本发明的优选的和某些替代的实施方案的详述将会更充分的理解本发明，然而，不应该将本发明限于任何特定的实施方案，它们只是用于解释和更好的理解而已。藉助于以下的图依次解释这些实施方案。

图1示出在基站上的上行和下行信号流；

图2示出将上行和下行信道分解为“传播”和“电子”的因数；

图3示出一种典型的TDD系统的帧结构；

图4示出接收信号处理器和上行权的计算；

图5示出上行和下行信号路径之间的对称性；

图6示出发送权发生器的内部结构；

图7示出校准期间的协议顺序；

图8示出将6元件圆形阵分解为2元件子阵；

图9示出在基站处的上行特征估计；

图10示出在用户单元处的下行特征估计；

图11示出用于利用正常的TCH脉冲串穿插的校准脉冲串实现下行特征确定的一种方法的一种实施方案的流程图；

图12示出本发明的内容可被实现于其中的典型用户单元的体系结构；

图13示出用于下行特征估计的两天线元件实施方案的测试结果；

图14示出用于利用单发射机和天线元件进行下行特征估计的方法的一种实施方案的测试结果；和

图15示出利用单发射机和天线元件，但与用于得到图14的结果不同的频率组，进行下行特征估计的方法的一种实施方案的测试结果。

具体实施方式

对附图标记的注解

在附图标记中的头一个或两个数字指示附图标记首先在哪个图上被引入。在100和199之间的附图标记首先在图1被引入，在200和299之间的附图标记首先在图2中被引入，依次类推。例如，附图标记111首先在图1中被引入，909首先在图9中被引入，1009首先在图10中被引入，1211首先在图12中被引入。

一般系统描述

本发明优选地在无线蜂窝通信系统中实施，该系统包括具有多重天线阵的基站(也就是，收发机，通信站)，利用智能天线技术供上行或下行或两者通信。优选实施方案是在利用个人手持电话(PHS)空中接口通信协议运行的系统中进行的。两种实施方案：一种是用户单元在位置上是固定的，另一种是用户单元可以是移动的。以上提到的，引入于此作为参考的共同拥有的美国专利申请08/729,390详细描述了移动系统基站的硬件，基站优选地具有四个天线单元。虽然本发明对于移动和固定的用户单元的状况都是有用的，但是在此被提供的详细情况是对于将本发明引入带有固定位置的用户单元的系统而言的。固定位置的无线系统有时被称为无线本地环路(WLL)系统。本发明的某些方面被引入的一种WLL基站被描述在美国专利申请09/020,049“POWER CONTROL WTTHSIGNALQUAIITYESTIMATIONFORSMARTANTENNACOMMUNICATIONSYSTEMS”中，引入于此作为参考，而供在这样一种WLL系统中使用的用户单元被描述在美国专利申请08/907,594“METHOD AND SYSTEM FOR RAPID INITIAL CONTROL SIGNALDETECTION IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM”中，在以上被参考的美国专利申请09/020,049中所描述的WLL基站包括SDMA，并可拥有任何数量的天线元件，在此所描述的许多模拟将假定是六天线阵。对于本领域的技术人员将很清楚的是，本发明可在任何基于智能天线的系统中实施，利用带有就每个传统信道而言的一个或多个空间信道的任何空中接口，并具有移动的，固定的，或移动的和固定的用户单元的组合。这样的系统可以是模拟的或是数字的，并可利用频分多址(FDMA)，码分多址(CDMA)，或时分多址(TDMA)技术，后者通常与FDMA组合(TDMA/FDMA)。

注意，虽然优选实施方案将本发明应用到具有基站(每个基站具有用户单元)的无线通信系统中，本发明也适用于从一个无线电站到另一无线电站的对等通信。并没有内在的需要来限定基站或用户单元的概念，如何修改本描述使适合对等情况对本领域的技术人员是清楚的。因此，虽然本发明被描述为在通信站和用户单元中实施，在本文中的通信站可以是任何装有天线阵的无线电收发机，用户单元可以是任何远离装有天线阵的收发机的其他无线电收发机，并能够利用某种调制方案与装有天线阵的收发机通信。虽然优选实施方案描述了这样的基站，其具有既用于上行(接收)处理又用于下行(发送)处理的单个天线阵，利用在上行和下行上进行自适应智能天线处理的装置，本发明也适用于这样的基站，其只具有供发送处理的天线阵，也适用于这样的基站，其对上行处理和下行处理使用单独的天线阵。当单天线仅用于接收信号时，校准因数就是下行特征，这是因为所有接收到的信号通过相同的接收电子设备链。很清楚天线的“数量”就是“有效的(active)”天线的数量，也就是，用于通信的天线的数量。

虽然在此所描述的实施方案中校准旨在用在自适应智能天线处理中，但是校准可用于任何其他目的，以致装有天线阵的收发机甚至不需要包括用于自适应智能天线处理的装置。

图1描述通过本发明可被实施于其上的典型基站的上行和下行信号流。基站101包括天线元件阵105。基站与一个或多个用户单元，如用户单元141和用户单元143通信。在优选实施方案中，基站具有单个天线元件阵，既用于接收又用于发送，所以使用接收/发送单元107。对于频域，双工单元107是频率双工器，对于时域，如优选实施方案中所用的那样，双工单元107是开关。在下行上，来自用户单元的信号在天线阵被接收。那些信号106通过被设置到接收位置的开关107，而这些信号通过接收RF电子设备109。在本说明书中，所有接收RF电子设备的特征，包括所有的电缆和开关特征及RF接收机，和其他接收路径的特征全被组合在一起。接收RF电子单元109将RF信号转换为基带信号110。在优选实施方案中，接收RF电子单元109包括模拟RF部件，包括模拟下变频，模拟数字转换器，和数字下变换器部件以产生数字基带天线信号110，这些基带接收到的天线信号被接收信号处理器111处理，产生从特定用户单元，例如用户单元141，接收到的信号。接收信号处理器包括以最佳方式确定复数值(同相I和正交Q)天线信号的加权和，其中加权是在幅度和相位中进行，其中所述的最佳的意思是所期望的信号成分被最大量地增强，不希望的成分被最大量地抑制。

通过锁定在已知的训练序列上，或利用某种决策引导(decisiondirected)的技术，或者“盲目地(blindly)”利用信号中某种其他的特殊结构来计算复数值接收权。一般，为了实施上行(也就是接收)权的计算，并非一定要了解接收电子设备的相位和幅度关系。对于这些权如何被计算的更详细情况见以下和以上参考过的共同拥有的美国专利申请08/729,390，提交日期为1996年10月11日。

图1示出基站接收机部分的输出是带有指向网络接口单元(NIU)的信号的数据或话音113的情形。因此如图1中所示，接收信号处理器111也包括所有的解调功能。

在下行，基站从图1被标记为121的NIU接收话音/数据。信号被按照系统的技术规格进行调制。发送信号处理器123包括分配的已调基带信号的复数值加权的复制124(根据一组复数值发送权进行加权)，加权的发送天线信号被送到发送RF电子单元125，产生一组RF发送信号127，目的地是天线阵105的每个天线元件的一个信号。这些RF天线信号被通过设置在发送位置的TX/RX开关107送到相应的天线阵元件。发送权被选取，使得天线阵朝特定的用户单元(“波束形成”)辐射大部分的能量，朝同信道的用户发送最少的能量(“空置”)。在优选实施方案中，发送权组118直接根据由接收信号处理器111所产生的接收权组115来计算，计算是由发送权发生器117实时进行的。然而，在此计算期间，发送权发生器117必须考虑上行和下行传播信道之间的增益和相位差，其中信道既包括来自和到达用户单元的空中路径，又包括在接收RF电子设备内和也在发送RF电子设备内不同信号部件之间的变化。在优选实施方案中，这种信息被以校准向量133的形式存储在校准存储单元131中，正如将在以下要描述的那样。确定这种校准信息是本发明的主要目的。

上行和下行信号路径描述

在本说明书中，在基站天线阵105中的元件数将标记为M。因此，在上行上有M个来自用户单元的信号路径，接收信号处理器111的M个输入中每个输入对应一条信号路径。同样，在下行上，有M个信号路径，从发送信号处理器123的M个输入中每个输入到用户单元对应一条信号路径。这些信号路径中每一个在此用表征基带信号的相位和幅度畸变的复数值数来描述。作为一种紧凑的表示法，在本描述中，上行和下行信道的数学上分别用标记为a_rx和a_tx的M维复数值向量来描述，其中M是基站天线阵105中的元件数，在向量中的每个元素代表与阵105中天线元件中的一个元件相关联的路径。当来自(或到达)远程用户单元和各个天线元件(延时扩展)的传播时间上的差别远小于利用数字调制方案的系统(如优选实施方案的系统)的符号周期时，这样的描述尤期准确。向量arx和atx可被分别认为是用户单元和此基站的(非标准化的)上行空间特征和下行空间特征。

整个说明书中，上行和下行特征，上行和下行权，将全在基带中描述。对于本领域的技术人员将是清楚的，自适应智能天线处理，包括在幅度和相位中的任何加权，可交替地在某个其他频段中实施，例如，在中频或通带中。在这样的情况下，特征和所有其组分同样将在该频段中限定。

本发明的主要目的是校准基站。假定在上行和下行上的RF传播相同，单个用户单元可与它的基站一起进行校准。这也将很清楚，本方法能够针对任何用户单元分别确定上行和下行特征。利用这种方法这样一些数据可容易获得，使我们能够为任何(甚至每个)活动的用户单元取得完全的特征信息。因此，除了通过利用用户单元之一进行简单的校准试验来校准基站以外，本方法能够为任何用户单元确定用户有关的上行和下行特征，这些特征包括在基站硬件中电子信号路径的影响，和用户单元的上行和下行电子信号路径之间的任何差别。当去往和来自用户单元的RF传播不同时，利用这样的信息为每个用户单元确定单独的校准。

另一种用法是用于校准基站，但不是利用基站和单个用户单元获得单个校准向量，而是利用若干用户单元来确定单个校准向量。在一种实施方案中，单个校准向量是平均校准向量。在另一种实施方案中，是加权的平均校准向量。为利用特定用户单元进行估计给出的权重取决于由该用户单元接收到的信号质量的量度，以使得来自具有较好质量的用户单元的估计信号在加权平均中权重更高。一种用于确定信号质量的方法和设备被公开在以上参考过的U.S.专利申请09/020,049中。现在描述信号质量估计方法的实施方案。

用N来标记估计所用的脉冲串的样本数。首先通过组成同相和正交接收信号的平方和来提取采样的模信息。然后利用采样数平均进行期望值运算来确定平均功率和均方功率。

$\overline{R_2}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{I}^2\left(t\right)+Q^2\left(t\right),$

                      和

$\overline{R^4}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{(I^2\left(t\right)+Q^2\left(t\right))}^2$

注意，一旦瞬时功率R²(t)＝I²(t)+Q²(t)被确定，确定平方功率R⁴(t)＝[R²(t)]²只需要对每个样本进行单次的附加乘法，所估计的信号对干扰加噪声之比(SINR)被确定为信号质量估计，优选地利用至少一个平方根运算，利用： 

$\mathrm{SINR}=\sqrt{2-\overline{R^4}/{\left(\overline{R^2}\right)}^2}/1-\sqrt{2-\overline{R^4}/{\left(\overline{R^2}\right)}^2}$

$=\frac{A-\sqrt{A}}{1-A},$其中$A=2-\overline{R^4}/{\left(\overline{R^2}\right)}^2$

之比和量A有时被称为峰态(kurtosis)。

这种优选的信号质量估计方法对频偏不敏感，所以用于CM方法是特别有吸引力的方法，CM方法也对频偏不敏感。

在替代的实施方案中，可以利用几种确定校准向量的某个其他的函数来获得单个校准向量估计，例如，从每个校准向量只取好的元件质量估计，然后将所有的子集组合得到一个高质量的校准向量。

注意，在以下的描述中，在不同的信号路径中发生的相位和幅度畸变分别用单个复数值数的幅度和相位来描述，所以对于1对M或M对1的系统用M维复数值向量来描述。对于FDMA或FDMA/TDMA系统，对于每个载波(每个频段)可能需要不同的复数来描述相位和幅度畸变。

也注意到，通常虽然电子设备可通过简单的相位和幅度因数来适当地描述，但是在载波的每个频段内的RF传播部分不适合用复数来描述，而适合于用传递函数来描述。甚至在这样的情况下，利用上行和下行之间RF路径中的互易性，当用于校准时，传递函数抵消，所以一个复数适当地描述针对一个天线的上行-下行信号路径的校准，一个复数值M维校准向量是适当的。

有时，甚至通过接收机电子设备或发送电子设备或两者的信号路径并不适合用复数来描述，而是由传递函数来描述。在一种替代的实施方案中，考虑到了这点，所以，对于基带信号而言每个上行和每个下行信号路径用复数值传递函数来描述。如何将在此描述的实施方案延伸到考虑一组频率而不是频率无关的(在载波频段内)相位和幅度基带信号路径的描述，对于本领域的技术人员将是清楚的，本发明的范围无疑包括这样的延伸。

图2示出上行和下行信道描述如何用以下的方式进一步在数学上被分解为“传播”和“电子设备”因数之积。在每个基站天线元件(105中的元件)和用户单元的天线205之间，存在复数值的数，其描述由于在上行和下行的上RF传播效应，在基带信号中产生的相位和幅度畸变。这样的传播效应包括无限度的路径损失，衰落和阴影效应，多径，和近场散射。对于上行和下行中每一个，M这样的数可被组合为M维复数值向量。分别将g_rx和g_tx定义为上行和下行的这些向量。在此g_rx和g_tx被称为传播因数。在一种典型的低移动性的环境中，在若干帧内(也就是几十到几百微秒的时间内)传播因数保持恒定。

同样，存在着一个复数值数，其描述在天线阵105的元件和接收信号处理器111的相应的输出端之间的接收电子设备引起的，在基带信号中产生的相位和幅度畸变，和另一个复数值数，其描述在发送信号处理器123的输入端和天线阵105的相应的元件之间的发送电子设备链中基带信号内发生的相位和幅度畸变。这些电子设备链相位和幅度畸变包括由于电缆损耗，不完善的物理连接，在各种有源的接收或发送RF电子设备的增益变化，在RF电子设备中所包括的特定部件，例如，表面声波(SAW)滤波器和其他部件中群延时所产生的那些相位和幅度畸变。如果基站硬件是稳定的，则电子因数在被延伸的时间周期上(若干分钟，小时或天)保持恒定。对于每个发送和接收电子设备链，有M个基于电子设备的因数。对于每个方向，这些因数可被组合为M维复数值向量。将接收电子设备因数向量e_rx定义为M个接收电子设备链的畸变向量，将发送电子设备因数向量e_tx定义为M个发送电子设备链的畸变组。

在图2中，上行传播因数向量g_rx被表示为211，上行电子设备因数向量e_rx被表示为215，而下行电子设备因数向量e_tx被表示为217，和下行传播因数向量g_tx被表示为219。

对于每个方向每个天线元件，这些因数的乘法特性在数学上可表达为：

$a_{\mathrm{rx}}=g_{\mathrm{rx}}\otimes e_{\mathrm{rx}}$

$a_{\mathrm{tx}}=g_{\mathrm{tx}}\otimes e_{\mathrm{tx}}$

其中表示逐元素积(elementwise product)(也就是Hadamard积)。

该优选实施方案系统是频分多址/时分多址(FDMA/TDMA)系统，其中每个传统信道是频率信道中的一个时隙(对于FDMA/TDMA系统，在此频率信道被称为“载波”)。特别地，时间被划分为时隙帧，这样的帧被示为图3中的301。优选实施方案的帧301包括8个时隙。按次序，在图3中有4个标记为0到3的接收时隙(项305，307，309和311)，后面是4个标记为0到3的发送时隙(项315，317，319和321)。因此，在优选实施方案中，上行和下行因数被在顺序的接收和发送时隙上测量，这些时隙被相对短的时间间隔分开。因而，根据互易原理，有理由假定上行和下行传播因数是相同的。

g_rx＝g_tx

在FDD系统中，上行和下行传播因数之间的关系可能是比较复杂的，但仍然可被确定。

上行权的计算

在该优选实施方案中，上行权由接收信号处理器111在基站101计算。上行权通过复数值M维复数值接收权向量(也称为上行权向量)115来概括，在此标记为W_rx，它的每个元素描述在基带接收信号的幅度和相位中的加权。采用加权的结果产生来自特定的用户单元的基带信号。参考图1，从天线元件接收到的信号106被接收RF电子设备单元109数字化并转换为基带。图4示出接收信号处理单元111的优选实施方案(通过编程)，包括接收(上行)权的计算。接收信号处理器111首先执行带通滤波并补偿频偏，定时偏移，I/Q失配，和其他可能的畸变。这些操作共同被标记为“预处理”，并在图4中用403表示的预处理器中实施。

在下一个步骤中，通过利用适当的空间处理和解调技术根据已预处理的接收信号405组估计所发送的符号序列411。参考图4，通过接收(上行)权向量115所描述的一组接收权在幅度和相位中的加权，由空间处理器407来确定来自特定的期望用户单元的信号的估计。

注意，本发明也包含用包括时间均衡的空时处理器代替空间处理器407。利用空时处理，加权由时域中的卷积运算，或者等效地，频域中的乘法来代替。卷积通常是有限的，对所采样的数据进行，所以等效于将空间处理与利用带有有效数量均衡器抽头的时域均衡器的时间均衡组合。也就是，用有限数量的值来代替在权向量中的每个权。如果每个卷积函数的长度是K，那么不是确定复数值M权向量W_rx，而是确定复数值M乘K矩阵W_rx。

注意，按照权矩阵，通过用不同规模的矩阵和向量将问题重新表达，空间权确定方法可容易被修改为用于空时处理。因为在整个说明书中，令M是天线元件数，N是样本数。令K是每个天线元件的时间均衡器抽头数。一组接收到的信号样本可被写为行向量矩阵，每个行向量代表来自单个天线的单独样本。于是所有的信号样本可用(M×N)接收信号矩阵来表示。为了适应空时处理，(M×N)接收信号矩阵的N个样本的每个行向量可被改写为K行的第一行移位版本，产生规模为(MK×N)的接收信号矩阵，通过规模为(MK×1)的权向量的Hermitian转置(也就是复共轭转置)对其进行预乘，产生所估计的N个样本的接收信号行向量。因此，空时问题已被重新表达为权向量的确定问题。例如，对于基于协方差的方法，权向量是规模为(MK×1)的“长”权向量。重新安排“长”权向量中的项提供所要的(M×K)权矩阵。因而，虽然本描述在此是依据权和空间处理进行的，但其范围意在包括空时处理。

再次参考图4和处理器407，首先利用上行权向量115的估计，例如来自先前帧的值。然后，信号估计408被解调器和参考信号发生器411解调，以产生所发送的符号序列412的估计，然后进一步由较高等级的处理单元413处理，产生话音或数据信号113，所述信号被发送到网络接口单元(未示出)。除了产生符号序列412外，解调和参考信号发生器411也产生参考信号410，它是由被估计的符号调制的已调信号并具有依据所用的特定调制协议的正确信号结构。该参考信号，和已预处理的接收信号组405一起由权向量发生器409用于产生接收权向量115较好的估计。权向量发生器409实现确定权向量的最佳方法，其使权向量的目标函数为最小，目标函数包括利用权向量，通过对参考信号410的信号复制空间处理操作产生的信号偏离的量度。在优选实施方案中，目标函数也包括限制权向量幅度的项。然后，从权向量发生器409获得的下一个权向量的估计可由信号复制操作407使用，也可由发送权发生器117使用。对于本发明的方法优选实施于其上的基站结构方面的更多细节，见以上参考过的美国专利申请09/020,049。对于上行权向量计算的进一步的细节，见以上参考过的美国专利申请08/729,390和美国专利申请S/N09/153,110“METHOD FORREFERENCE SIGNAL GENERATION IN THE PRESENCE OF FREQUENCY OFFSETSINACOMMUNICATIONSSTATIONWITH SPATIAL PRO CESSING”。

下行权计算

下行权118可被表达为M维的复数值权向量Wtx(称为发送权向量，也称为下行权向量)。在优选实施方案中，下行权可直接根据上行权计算。上行和下行信号路径的对称性被利用。示于图5A(上行)和5B(下行)中的这种对称性，可被表达如下：

1.在由用户单元发送的已调基带信号(用503表示)和后空间处理(也就是解复用)信号(例如，参考图4，参考信号410)之间的标量“信道”(在基带中)的脉冲响应基本上与从基站发送的预空间处理标量基带信号507对在用户单元上接收到的基带信号509的相反方向的脉冲响应相同。在数学上，这种对称性可被叙述为上行和下行权向量基本上满足等式

w^*_rxa_rx＝w^*_txa_tx                  (3)

2.对于从相同的用户单元接收和向相同的用户单元发送(假定用户单元使用相同的天线进行接收和发送)，在上行和下行上天线阵的波束型式应该是基本上相同的。在互易性条件(g_rx＝g_tx)基本保持的情况下，这意味着权向量应该基本上满足

$W_{\mathrm{rx}}\otimes e_{\mathrm{rx}}=W_{\mathrm{tx}}\otimes e_{\mathrm{tx}}---\left(4\right)$

其中表示逐元素积(也就是Hadamard积)。注意，一般天线阵的波束型式取决于权向量，以及RF电子设备的传递函数。

等式(3)对于W_tx有许多解，而等式(4)只有一个解：

其中表示逐元素除，因此，控制发送权产生的主要等式由下式给出

$W_{\mathrm{tx}}=W_{\mathrm{rx}}\otimes C,---\left(6\right)$

其中校准向量133(标记为C)被定义为

发送权发生器117的内部结构被示于图6中。为了产生发送权向量118的元素，相应的校准向量133的元素通过利用逐元素乘过程603乘以接收权向量115的相应的元素。

校准过程

校准过程的主要目的是为基站和支持校准过程的用户单元之一确定校准向量133。不需要附加的校准设备，如转发器，信号发生器，或测量网络。在典型的TDD系统中，校准过程包括以下步骤：

1.与适当的用户单元建立连接；

2.估计上行信道空间特征a_rx；

3.估计下行信道空间特征a_tx；

4.假定互易性，计算校准向量113为

5.终止与用户单元的连接。

很清楚，为了确定校准函数，并不需要明显地显示或存储上行和下行特征(步骤2和3以上)，代替的是可以直接进行到步骤4，其中根据与上行和下行特征相关的中间量来计算校准函数。对于本发明的用途，根据这些中间量计算校准函数是等效于根据上行和下行特征计算校准函数。

在当前的实现优选实施方案的WLL系统中，每个用户单元能够支持校准方法。然而，为了使信号噪声比最大，通常推荐选择靠近基站的用户单元。校准呼叫可以在任何载波和任何时隙上发起，同时基站正在其他的载波和时隙上服务于标准业务信道(TCH)呼叫。

注意到，虽然在此的描述是用于通过与用户单元通信的基站而发生校准，但是很清楚该范围包括与执行在此所描述的功能而不必执行任何其他功能(例如典型的用户单元执行的典型的功能)的专用收发机通信的基站。例如，可以利用包括在用户单元中的硬件和软件的子集实现校准。

注意到，优选实施方案利用一种通信是按脉冲串(burst)进行的系统。因此，在此的描述利用术语“脉冲串”，所用的术语如业务脉冲串，校准脉冲串等。在本发明无疑不限于脉冲串式的系统。一般与“脉冲串”等效的术语，既适用于脉冲串式又适用于在此所用的非脉冲串式的系统(在此是“波形”)，因此，“校准波形”对于脉冲串式的系统是校准脉冲串，“业务波形”对于脉冲串式的系统是业务(或TCH)脉冲串，等等。

图7示出一种典型的协议，包括依据本发明的内容的校准呼叫。不同的协议可被设计成用于其他的实施方案。序列的次序是从顶到底。箭头的方向指示通信的方向。协议以标准的呼叫建立步骤703开始，包括从基站到用户单元的寻呼(paging)呼叫711，从用户单元到基站的连接信道请求713，在步骤715中得到发送到用户的连接信道分配。然后在上行(717)，接着在下行(719)上发送同步(“SYNCH”)脉冲串。最后，在步骤721，寻呼响应被发送到基站。对于协议的校准脉冲串阶段705，用户单元发送第一上行校准脉冲串或多个脉冲串(723)，使得基站可以估计上行信道。紧接此后，在步骤725，基站发送第一下行校准脉冲串(或多个脉冲串)，使得用户单元可以估计下行信道。

注意到，在优选实施方案中，校准脉冲串是符合特定的空中接口标准(在这种情况下，是PHS标准)的校准波形。“符合空中接口标准”，我们的意思是符合空中接口的信道结构和调制，其中“信道结构”在FDMA的情况下是频率隙，在TDMA的情况下是时间和频率隙，或者在CDMA的情况下是码信道，“调制”是，例如，在PHS的情况下是π/4-DQPSK，或者在GSM的情况下是GMSK，等等。在此以下所描述的两音调和多音调校准方法中，校准波形包括两个或更多波形之和，每个符合PHS空中接口标准。因为这样的和自然地发生在利用频率重用的多用户通信系统中，所以符合空中接口标准的波形之和也被认为符合用于本描述的空中接口标准。

虽然一种实施方案将同时校准整个天线阵，在优选实施方案中，考虑的不是M个天线元件的整个阵，而是阵的子阵，每个少于M个元件，并独立地校准每个子阵。在这种优选实施方案中，可能需要一个或多个附加的上行校准脉冲串和一个或多个附加的下行校准脉冲串。每个脉冲串用于每个附加的子阵，在图7中分别用虚线727和729示出这些附加的步骤。注意到，虽然只有一个下行和一个上行附加步骤被用虚线示出，但应该理解，这表示与待校准的附加子阵一样多的附加脉冲串。

在该特定的实施方案中，天线被与相对于一个固定的参考天线校准过的每个天线成对地校准。因此，M元件的天线阵被看作是2元件子阵的集合，在每个方向上有M-1个脉冲串被用于校准(步骤727和729，每个被执行M-2次)。图8示出圆形安排的6个天线801，802，803，805，807和809，天线801被随意地选作固定的参考天线。这些子阵被示出为虚线范围内的天线。五个子阵是：天线801和802的子阵#1(811)，天线801和803的子阵#2(813)，天线801和805的子阵#3(815)，天线801和807的子阵#4(817)，和天线801和809的子阵#5(819)。

在该优选实施方案中，用户单元具有某些智能信号处理能力，使其能够分析下行校准脉冲串或多个脉冲串。通常，某些下行信道估计可由远程用户单元实施，这部分的特征估计确定部分结果，在此称为“下行特征相关信号”。在优选实施方案中，用户单元具有足够的处理能力全部地计算下行信道的估计。在这种情况下，下行特征相关信号是下行信道估计的组分。这些结果(是否完全地或部分地估计-通常，下行特征相关信号)通过利用某些标准消息协议(包括但不限于如在PHS协议中所描述的SACCH，FACCH，TCH有效载荷)被发回基站。PHS协议引入于此作为参考。PHS标准被描述在，例如，无线电工业和商业协会(ARIB，日本)初步标准，版本2，RCR STD-38，和改型被描述在协议组的PHS备忘录的技术标准中(PHSMoU--见http://www.phsmou.or.jp)。该发送作为步骤731示出，用于第一下行校准脉冲串，作为虚线733示出，用于使用附加脉冲串的那些实施方案，例如，用于其余的子阵。其他的有关信息(例如，信号质量估计或原始的I/Q样本)也可从用户单元回送到基站供功率控制和其他的分析和用途使用。对于用户单元的功率控制和信号质量估计方面的描述见以上参考过的美国专利09/020,049。

在校准过程结束时，基站计算校准向量并终止校准呼叫。呼叫终止709最好包括来自基站的断开(disconnect)命令735，随后是来自用户单元的释放消息737。

上行特征估计

在优选实施方案中，上行特征估计发生在邻近基站的活动用户单元处。在服务信道被建立以后，用户单元向基站发送上行校准脉冲串。在我们的特定的实施方案中，上行校准脉冲串是空闲的(无有效载荷)TCH脉冲串。在替代的实施方案中，可采用其他的顺序，如何修改方法用于其他序列对本领域的技术人员将是清楚的。例如，在另一种实施方案中，首先实施下行特征估计。在用户单元处计算下行特征相关信号，优选地是特征估计，然后被发送到基站。然后这些信号被用于估计上行特征。

图9描述用于确定上行特征a_rx的元件。在该优选实施方案中，用户单元(如单元141)包括上行校准脉冲串合成器907，作为一组在信号处理器上的编程指令来实现。合成器907包括存储器(已经存在的信号处理器存储器的部分)，并产生第一校准脉冲串(在步骤723中)或第二校准脉冲串(在步骤727中)。脉冲串被从用户单元天线911利用用户单元的发送RF电子设备909来发送。优选实施方案用户单元的体系结构被描述在以上参考过的美国专利申请08/907,594和图12中。参考图12，时间双工器1203在发送期间是处于发送位置，并将发送RF电子设备909的输出连到天线911。从电话接口单元1213通过声码器DSP1209获得正常的业务脉冲串信号。在连到与另一个DSP设备(用于信号接收的RXDSP1205)共同使用的存储器1207的DSP设备中形成复数值(I，Q)样本。对于在此描述的上行信道确定实施方案，TX DSP1211除了其正常的发送信号处理功能外，被编程执行上行校准脉冲串合成器907的功能。如图9中所示，上行校准脉冲串由基站天线阵105接收并由接收RF电子设备109转换成基带信号110。然后来自天线元件的信号由接收信号处理器111处理，该处理器由一个或多个数字信号处理设备(DSP)组成，所述一个或多个数字信号处理设备被编程为执行元件403，921和931的功能。预处理器403实施预处理，包括基带滤波，除去频偏，时间偏移，和来自接收信号的I/Q失配。在某些实施方案中，如果必要的话，基带均衡也可包括在预处理器403中，至于如何包括均衡，对本领域的技术人员将是清楚的并且不是本发明的主要关注之处。单元921包括单元407和411，并通过执行信号复制操作，解调和参考信号发生来估计所发送的符号序列(参考信号)。在优选实施方案中，用户单元发送标准的TCH脉冲串，从而基站的缺省TCH解调方法可为此目的使用。在一种替代的实施方案中，用户单元发送预定义的，明确已知的校准序列，因而可以被预存在基站处。在这种情况下，不必要对接收信号解调。这种替代方案用虚线示于图9中，在其中使用预定义的脉冲串段923代替发送信号估计410。信道识别单元931使用发送信号估计410和接收信号405，它们分别是上行信道933的输入和输出信号，用以估计基础的空间特征933。任何标准的系统识别技术可用于信道识别单元931中。以下的方法被用在优选实施方案中。使用接收信号405的N个样本和发送信号估计410。在优选实施方案中，N＝50。也就是刚好50个脉冲串样本被使用。用k表示N个样本的时间指数，其中k＝0，1，…，N-1，用x(k)表示在时间k的接收信号向量，用s(k)表示在时间K的发送信号估计。所得的上行信道特征估计如下：

${\hat{a}}_{\mathrm{rx}}={\mathrm{XS}}^{*}{\left({\mathrm{SS}}^{*}\right)}^{-1}---\left(9\right)$

其中矩阵X＝[x(0)x(1)…x(N-1)]和向量S＝[s(0)s(1)…s(N-1)]。本领域的技术人员可将此认作对接收信号用下式建模的信道特征的最大似然率估计：

x(k)＝a_rxs(k)+v(k)，k＝0，1，…，N-1      (10)

其中v(k)表示在时间k的加性噪声向量，噪声向量在统计上是独立的，带有均值E{V(k)}＝0和协方差矩阵$E\left\{v\left(k\right)v{\left(k\right)}^{*}\right\}={\sigma }_v^{2}I$(其中I是单位矩阵)，恒等分布的高斯随机过程的向量。然而，本发明的这部分并不取决于任何建模假定。在替代的实施方案中，或多或少先进的标准的系统识别技术可被使用以代替等式(9)。Lyung.L.，的书，SystemIdentification：Theory for the User，Englewood—Cliffs，NJ：Prentice—Hall，1989，对于许多替代适于在本发明中使用的系统识别方法是一个很好的来源。也要指出，等式(9)的解和等价解在此有时归结为最大似然率估计，甚至当接收信号模型和最大似然率的其他条件不满足也这样，应该理解，术语“最大似然率估计”意思是当适当的线性信号模型和噪声条件保持时，解将是最大似然率的。例如，对于任何发送的S和接收到的X，利用任何带有所存在的任何种类噪声的模型或不利用模型，采用等式(11)或等效方法，将被归入“最大似然率估计”。

下行特征估计

为了估计下行信道，基站101朝用户单元141发送一个或多个下行校准脉冲串。图10描述了用于确定下行特征a_tx的元件。在优选实施方案中，基站101中的发送信号处理器123被编程作为下行校准脉冲串合成器1005以产生下行校准脉冲串(步骤725的第一脉冲串或步骤727的第二脉冲串取决于在本方法的实施方案中所用的脉冲串的数目，和该实施方案中的步骤)。这样的脉冲串优选地通过从基站101中的存储器调用脉冲串来产生。脉冲串被通过利用发送信号处理器123发送到用户单元141供所需的空间处理(在图10中作为单元1005的部分示出)，然后通过发送RF电子设备125和天线阵105发送。

脉冲串在天线911上经用户单元接收电子设备1009，在用户单元中(例如单元141)被接收到。再次参考图12，优选实施例用户单元包括RXDSP1205，对于本实施方案，被编程为预处理器1011，以产生被标记为y(k)的采样接收信号1012，其中k被作用时间指数，并且也被编程为下行信道识别处理器1013，其利用接收到的信号1012和标记为M向量z(k)的发送信号组的存储版本1019来确定下行信道特征。被存储型1019被存储在用存储器1207构成的缓冲器中，然后用户单元将结果回送到基站。

在该特定的实施方案中，信号被用π/4 DQPSK调制并具有每秒192Kband的波特率。接收到的信号y(k)被四倍过采样。当用于两音调校准时(见下面)，所发送的校准波形是被适当调制的正弦波，在优选实施方案中，为了保存存储器，在存储器1207中只存储每个正弦波的单个周期，存储器1207的部分被配置为环形缓冲器(circular buffer)。然后数据被作为周期序列重复地读出。

典型的用户单元通常至少有几个天线(在本发明优选实施于其上的WLL系统中是一个天线911)，这就限制就下行特征估计而言可得到的信息。对于典型用户单元的硬件是简单的，这是因为受尺寸和成本的约束，不能够像典型的基站硬件那样进行先进的，准确的处理。作为结果，在用户单元处的接收信号可能有较大的畸变，包括但不限于，频率和定时偏移影响，以及相位噪声，这些可以降低下行信道估计的准确度，与例如上行估计相比就是这样。将来，期望较多的信号处理(或其他的计算)能力将在一般的用户单元中可得到，使这些畸变能够在预处理器1011中被校正。然而，当较少的信号处理能力可得到时，我们的发明也起作用。

在一种改进的实施方案中，基站使用专门设计的信号序列，对于以下的影响是健壮的，包括但不限于，频偏，定时偏移，I/Q失配，和相位噪声。这使利用甚至简单的廉价的带有某些(但不限于)信号处理能力的用户单元就能获得准确的结果。例如，下行校准脉冲串可由纯音调组成。这使RX DSP 1205能被编程作为用户单元中的预处理器1011，以用于利用很少的计算实现频偏和定时调节的估计。另一种方案，下行校准脉冲串可从伪随机信号序列或线性调频脉冲(扫频)信号序列合成，这使其有可能表征在较宽频率范围上的传播信道。

让行向量z(k)＝[z₁(k)z₂(k)…z_M(k)]，k＝0，1，…N-1表示M个已调基带信号z₁(k)z₂(k)…z_M(k)的N个样本(基带中)，这些信号是从基站101由校准脉冲串发送来的。令y(k)，k＝0，1，…N-1表示在用户单元处接收到的信号(在基带中并在预处理1011以后)的N个样本。定义向量y和矩阵z分别为：

$y=\left(\begin{array}{c}y\left(0\right)\\ y\left(1\right)\\ ·\\ ·\\ ·\\ y(N-1)\end{array}\right)Z=\left(\begin{array}{cccc}{z}_1\left(0\right)& z_2\left(0\right)& ···& z_M\left(0\right)\\ z_1\left(1\right)& z_2\left(1\right)& ···& z_M\left(1\right)\\ & & ·& \\ & & ·& \\ & & ·& \\ z_1(N-1)& z_2(N-1)& ···& z_M(N-1)\end{array}\right),$

下行特征估计1017优选地在识别处理器1013中按下式确定：

${\hat{a}}_{\mathrm{tx}}={\left(Z^{*}Z\right)}^{-1}{Z}^{*}Y---\left(11\right)$

本领域的技术人员可能认识到，当接收到的信号样本1012符合以下模型(在基带中)：

y(k)＝z(k)a_tx+n(k)，k＝0，1，…，N-1    (12)

其中n(k)，k＝0，…，N-1表示在接收信号中的某些加性噪声(被建模为N个统计独立，恒等分布的高斯随机变量)时，这就是下行特征的最大似然率估计。注意，本发明并不取决于符合这样的模型的接收信号样本。也注意到，等式(11)的解和等价解在此有时归结为最大似然率估计，甚至当接收信号模型和最大似然率的其他条件未满足也这样，应该理解，术语“最大似然率估计”意思是当适当的线性信号模型和噪声条件保持时，解将是最大似然解。例如，对于任何所发送的Z和接收到的Y，利用任何具有所存在的任何种类噪声的模型或不利用任何模型，采用等式(11)或等效方法将被归入术语“最大似然率估计”。

将噪声样本表示为向量

$n=\left(\begin{array}{c}n\left(0\right)\\ n\left(1\right)\\ ·\\ ·\\ ·\\ n(N-1)\end{array}\right),$

那么，等式(12)可被表达为

Y＝Za_tx+n             (13)

注意，只有当Z具有线性独立列时，才可依据等式(11)确定特征1017。为此，被校准的阵(或子阵)的每个天线元件在下行校准期间从M个(或更少)天线元件发送M个(在子阵的情况下更少)基本上“线性独立的”信号。如果不可能找到恒定的复数值参数C₁，C₂…，C_M使得${\Sigma }_{i=1}^M{c}_i{z}_i\left(k\right)=0,$对于k＝0，1，2，…，N-1，则M个所发送的信号Z_i(k)是线性独立的。实际上，这种要求可用各种不同的方法满足，在一种实施方案中，校准脉冲串可被分成段，使得在任何给定的时间上只有一个天线元件是活动的(时域中的正交性)。另一种方案，天线元件可发送不同频率的纯音调(频域中的正交性)。线性独立信号也可从伪随机信号序列或线性调频脉冲信号序列合成。其他的技术对于本领域的技术人员是清楚的。

两音调下行校准

在该优选实施方案中，将天线阵分成带有公共参考元件的2元件子阵，如图8所示，每个子阵被独立地校准。在一种实施方案中，在校准期间，特定子阵的每个天线元件在不同的频率发送复数值正弦波。分别用ω₁和ω₂(每秒弧度)来表示通过特定子阵的第一天线元件的第一校准信号的频率和通过特定子阵的第二天线元件的第二校准信号的频率。在这种情况下，值M是2，依据等式(11)的下行信道估计为：

$\left(\begin{array}{c}{\hat{a}}_1\\ {\hat{a}}_2\end{array}\right)={\left(\begin{array}{cc}N& \frac{e^{\mathrm{j\Delta \omega NT}}-1}{e^{\mathrm{j\Delta \omega T}}-1}\\ \frac{e^{-\mathrm{j\Delta }\mathrm{\omega NT}}-1}{e^{-\mathrm{j\Delta \omega T}}-1}& N\end{array}\right)}^{-1}\left(\begin{array}{c}{\Sigma }_{k=0}^{N-1}y\left(k\right)e^{-j{\omega }_1\mathrm{kT}}\\ {\Sigma }_{k=0}^{N-1}y\left(k\right)e^{-j{\omega }_2\mathrm{kT}}\end{array}\right),---\left(14\right)$

其中T表示对信号的采样周期，Δω＝ω₂—ω₁表示音调之间的频率分隔。如果N被选取成使得观测间隔NT是2π/Δω的整倍数，那么e^jΔωNT＝1，我们得到简单的公式

${\hat{a}}_1=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}y\left(k\right)e^{-{\mathrm{j\omega }}_1\mathrm{kT}},---\left(15a\right)$

${\hat{a}}_2=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}y\left(k\right)e^{-{\mathrm{j\omega }}_2\mathrm{kT}},---\left(15b\right)$

将把这些分别认定为在ω₁和ω₂处接收到的信号的离散傅立叶变换(DFT或其快速实现，FFT)。也将把这些分别认定为与带有两个校准脉冲串的接收到的用户单元信号y的互相关成比例。很清楚，在实施方案中，1/N因数并未包括在确定特征的过程中。

对于天线元件之一的相对的下行特征，比如说第二天线元件，用第一天线元件作为参考，是将第二互相关除以第一互相关而计算的。

在该优选实施方案的实施中，RX DSP 1205被编程作为下行信道识别处理器1013。接收到的信号样本y(k)是四倍过采样的192kb/s的信号。也就是，每秒有784K的样本。所用的两个频率是24kHz(对于k弧度/秒，除以2π)和-72kHz(回忆起，校准信号是复数值)。一般，频率差Δω＝ω₂—ω₁越大，性能越好。在优选的实施方案中，信号是通过对π/4 DQPSK调制器(对于PHS是标准的)提供特定的位模式来合成的。这使音调容易被合成。然而，π/4 DQPSK调制和特定的波特率意味着只有带有频率为+72kHz，+24kHz，-24kHz和-72kHz的信号可以被合成。虽然最大的分离是在音调对+72kHz和-72kHz得到，但是72kHz信号比起24kHz信号更不像纯音调，所以在优选实施方案中所使用的两个音调是+24kHz和-72kHz。在此以下的“性能”部分中讨论，这种方案比利用+24kHz和-24kHz音调表现更好。实现信道识别处理器1013的DSP程序可被概述如下：

注意，替代的实施方案可以使用不同的方法合成音调信号，所述音调信号并不包括什么音调可用的限制，这样的方法可能需要更复杂的实现过程，或者可以利用不同的正交信号。

利用音调校准脉冲串的该方法就与频率差Δω相比较小的频偏和相位噪声来说，相对于相位噪声和频偏是健壮的。

当较大的定时偏移出现时，一种两音调方法的改进实施方案使这样的定时偏移能被确定，并且这些量能对定时偏移进行校正。令τ表示发送信号被延时的恒定时间。在该改进的实施方案中，校准脉冲串被分成两个时间段，对于两个脉冲串而言断点是相同的。在第一时间段期间，第一和第二正弦波之和被从相同的天线元件，比如说第一天线元件发送。设在第一时间段期间有N₁个样本并将在用户单元处接收到的信号用y₁(k)，k＝0，…，N₁-1来表示。假定第一段观测间隔N₁T是2π/Δω的整倍数。根据带有第二相关脉冲串的用户单元接收到信号的互相关与带有第一相关脉冲串的用户单元接收到信号的互相关之比来确定对时间偏移的估计：

$e^{\mathrm{j\Delta \omega \tau }}=\frac{{\Sigma }_{k=0}^{N_1-1}{y}_1\left(k\right)e^{-{\mathrm{j\omega }}_2\mathrm{kT}}}{{\Sigma }_{k=0}^{N_1-1}{y}_1\left(k\right)e^{-j{\omega }_1\mathrm{kT}}},---\left(16\right)$

在校准脉冲串的第二段，两个正弦波被通过两个不同的天线发送，像在以前描述过的两音调方法的实施方案那样。设在第二时间段期间有N₂个样本，并将在用户单元上接收到的信号用y₂(k)，k＝0，…，N₂-1来表示。如果N₂被选取，使得观测间隔N₂T是2π/Δω的整倍数，那么

$\frac{{\Sigma }_{k=0}^{N_2-1}{y}_2\left(k\right)e^{-{\mathrm{j\omega }}_2\mathrm{kT}}}{{\Sigma }_{k=0}^{N_2-1}{y}_2\left(k\right)e^{-j{\omega }_1\mathrm{kT}}}=\frac{{\hat{a}}_2}{{\hat{a}}_1}{e}^{-\mathrm{j\Delta \omega \tau }}---\left(17\right)$

将等式(16)和(17)组合从而得到所希望的两个下行特征估计之比。为简单起见，两段做成相等的长度，N₁＝N₂。因为在第一个两音调的实施方案中，所用的两个频率是24kHz和-72kHz(回忆起，校准信号是复数值)。用于RX DSP 1205的依据包括校正定时偏移的第二实施方案实现信道识别处理器1013的DSP程序可概述如下。

对本领域的技术人员将清楚，可以对本方法作各种修改，包括但不限于，利用不相等长度的段。利用两组两音调信号(用已知的量分隔开)，和发送不同的组合。不同的公式也可用于确定校准因数。

利用任何两个点积是纯音调的恒定模数信号是有利的。另一种方案是，可以，例如，对于第一段使用一个音调，对于第二段使用线性调频脉冲(chirp)信号序列。

也可以将本方法推广到一次处理多于两个的天线。以下的替代方法对于任何数量M的天线都是成立的。在该段的第一段(比如说前一半)中，M个不同的单音调信号的和，M个音调中的每一个是不同的，被从第一(比如说是参考用)天线元件发送。同时没有信号从其他天线元件发送。在第二段中，M个单音调信号中不同的信号被从M个天线元件发送。然后本方法进行如下以估计M天线元件阵(或子阵)。所用的标记是前一半的相关由Ai表示，脚注i表示接收到的信号与哪个音调相关，而后一半相关用Bi表示，脚注i表示接收到的信号与哪个音调相关，M个纯音调信号具有的频率分别用ω₁，ω₂，…，ω_M来表示。

以上对于同时确定M个元件的特征的推广可被修改以避免在第一段中在一个天线元件上发送所有M个音调之和。一般，可以假定，对于从基站的所有天线元件的发送来说，定时偏移是相同的。在此所描述的实施方案被实现于其中的系统中，所有的ADC和所有的下变换和上变换是同步的。在这样一种情况下，例如，只有从参考天线元件和一个其他的天线音调(例如第二个)发送的音调之和被在第一段中从第一元件发送。如何用该方法和许多其他的方法来修改以上的推广对于本领域的技术人员将是清楚的。

注意，虽然以上的讨论提到抵消定时偏移，因数的除法也抵消任何相位偏移。

定时偏移的确定

以上的讨论也建议了：发送多重信号(例如，纯音调信号)如何以非常少的计算被用于确定用户单元中的定时偏移。

为了确定定时偏移，执行以上的“改进的两音调下行方法”的步骤1，2和3。在步骤3中，量C1基本上就是exp-j(ω₂-ω₁)τ。因此，取对数并用Δω＝(ω₂-ω₁)除，给出定时偏移的估计。

在一种改进的定时偏移方法中，执行以上的“改进的M音调下行方法”的步骤1和2。在步骤2中，量1，A₂/A₁，…，A_M/A₁，分别给出M个量1，exp-j(ω₂-ω₁)τ，…，exp-j(ω_M-ω₁)τ。取最后的M-1个量的对数并对这些量的第一个除以(ω₂-ω₁)，第二个除以(ω₃-ω₁)，…，最后一个除以(ω_M-ω₁)，分别给出定时偏移τ的M-1个估计。这些值可被平均以给出定时偏移的最后估计。

在标准的业务信道呼叫期间的校准

在另一个替代的实施方案中，替代利用专用的校准呼叫，将校准步骤放入用于正常的业务功能的两个方向中的标准电话呼叫内是可能的。正常的业务功能依靠空中接口，并可包括解调，定时和频率跟踪，以及各种控制功能，如功率控制和切换。例如，通过利用以上所描述的那样的决策引导的技术，可以根据标准的上行业务信道(TCH)脉冲串来估计上行信道特征。以上所描述的下行信道估计方法被修改如下：

在下行上，基站以随机方式朝用户单元发送TCH脉冲串和校准脉冲串的混合。也就是，校准脉冲串被用TCH脉冲串点缀(intersperse)。因为校准脉冲串可以引起听得见的误差发生，最好不经常地并在静寂时间内发送这样的校准脉冲串。典型的静寂时间比脉冲串长，所以在一种改进的实施方案中，只在许多空闲的脉冲串被基站发送以后才发送校准脉冲串(而不是TCH脉冲串)。

一种用作说明由用户单元处理的实施方案示于图11中，其中包括估计下行信道特征。在步骤1105中，用户单元获得原始的脉冲串并首先在被编程作为预处理器1011的接收信号处理器中对脉冲串进行预处理。这种接收到的预处理过的信号被存储。接着预处理过的信号在步骤1109中被作为标准的TCH脉冲串来解调。在步骤1111中，确定是否被解调的位符合标准的TCH脉冲串。如大多数标准协议中那样，在说明性实施方案的系统中所用的PHS协议包括某种方法，用于确定何时序列被正确地接收到，例如根据特定的预定义的位序列的存在。在PHS标准中，有这样的32位的“唯一字”序列，这是预先安排的，对每个用户单元都是已知的。在步骤1111中通过检测唯一字的存在来确定正确接收。其他的协议使用其他的技术，以及在无论什么协议中确定正确接收标准的TCH脉冲串的替代方法，对于利用协议规范的本领域的技术人员来说将是清楚的。如果脉冲串被确定为标准的TCH脉冲，那么在步骤1113中该位序列被转发到声码器DSP 1209。如果，不是这样，位序列并未被辨认为标准的TCH脉冲串，那么用户单元在步骤1115中确定接收到的脉冲串是否是校准脉冲串。在此以上所描述的两音调方法中，优选地通过实施校准方法的第一相关步骤执行此步骤1115。如果相关程度高，则存在高等级的置信度：这是校准脉冲串。如果步骤1115的结果为是，则这是校准脉冲串，然后在步骤1117中继续下行特征估计的方法，所得到的下行特征在步骤1119中被送到基站。

利用SYNCH脉冲串校准

在另一种替代的实施方案中，代替使用专用的校准呼叫，将校准脉冲串放入SYNCH脉冲串是可能的，校准脉冲串最好是两段的多音调脉冲串(或两段的两音调脉冲串用于成对校准)。

性能

两音调方法的下行信道估计的准确性是通过利用来自优选实施方案中所用的WLL系统的PHS基站和用户单元进行试验而测量得到的。在第一试验中，PHS基站的两个天线使用两个不同组的发送电子设备。40组校准脉冲串被发送到用户单元，用户单元被编程保存接收到的信号。然后被保存的接收到的信号被用于计算有关的下行特征。计算是利用MATLAB环境(The Mathworks，Inc.，Natick，MA)脱机进行的。结果被示于图13中，正如可以看到的那样，对于试验的载波频率，两个发送电子设备/天线元件具有不同的幅度增益并产生相对相位大约109度。所用的两个音调是+24kHz和-72kHz。

第二试验被进行，这次使用相同的发送电子设备和相同的天线。也就是从相同的电子设备和天线元件发送两个校准信号(两个音调)。图14示出当所用的两个音调是+24kHz和-72kHz时的结果。正如可以看到的那样，相角接近0.0，幅度接近1.0，正如所预料的那样。利用两个+24kHz和-24kHz的音调重复相同的试验。结果示于图15中。当利用这两个音调时的误差和方差大于利用图14所用频率时的情形。

利用若干用户单元

在本发明的另一方面，校准因数可利用多于一个的用户单元来得到，并作为从这些用户单元得到的特征的函数来确定。这些甚至可以是所有的用户单元。所述函数可以是，例如，主分量，平均，或矩心。在组合步骤的优选实施方案中，采用主分量方法。通过形成矩阵A＝[a₁…a_NS]并计算A^HA的主分量(相应于最大幅度本征值的本征向量)，或者等效地找出对应于A的最大单数值的左侧单数向量来对分别从用户1，…，NS收集到的特征a₁…a_NS进行组合。在一种改进的实施方案中，每个用户单元也得到信号质量估计，这些估计被送到基站。任何用户单元实行的信号质量确定方法可被采用，在优选实施方案中所用的用于确定信号质量的方法(和设备)是基于峰态的方法，被公开在以上参考过的美国专利申请09/020,049中，在此以上也被描述过。也注意到，信号质量相关的测量已经可以为功率控制的目的而在基站得到。当信号质量估计可得到时，就得到加权平均的校准因数，利用用户单元依据该用户单元的接收到的信号质量来对校准因数加权。例如，利用主分量方法，特征估计是加权特征矩阵A＝[β₁a₁…β_NSa_NS]的主分量，其中β₁，…，β_NS是各个用户单元，1，…，NS的加权因数。

在另一方面中，校准因数再次可作为从若干(甚至全部)用户单元获得的校准因数的函数来得到。然而，函数考虑来自这些用户中每一个的特征估计的每个元素的相对“质量”。这适用于在对于用户单元而言，基站天线元件中一个或多个比其他元件“弱”的情况。在这样一种情况下，某些特征估计元素和相应的校准因数元素被舍弃。例如，可以舍去具有小于某个幅度阈值的较小(归一化)幅度的特征元素。另一种方案是，可以利用特征估计将所预测的接收信号与实际的接收信号作比较，从而确定每个元素的残差(例如，对一个脉冲串求平均所得的误差平方)并舍去产生较大残差的特征元素。然后，可以将若干这样的“不完全的”校准因数估计组合，包括校准因数元素中每一个的至少一个估计。作为一个例子，假定在一个阵(或子阵)中有四个天线元件，分别在表示为SU1，SU2和SU3的三个用户单元上，第一和第二元件，第二和第三元件，以及第三和第四元件，分别被认为是足够准确的。将利用第i个用户单元的第j个校准因数元素用C_ij表示，完全的校准因数估计的四个元素分别被确定为C₁₁，C₁₂，C₂₃(C₁₂/C₂₂)，和C₃₄(C₁₂/C₂₂)(C₂₃/C₃₃)。这可被推广到任何组的完全的或不完全的SU确定。步骤如下：令C_ij是从第i个用户单元确定的第j个校准因素元素，Q_ij是与C_ij的测量结果相关联的估计质量，其中i＝1，…，NS和j＝1，…，M。利用以上提到的确定特征可靠性的方法，如果该分量被认为是不可靠，则Q_ij值为0，如果它被认为是可靠的，其值为1。数学上指示可靠性的其他方法也是可能的，对于本领域的技术人员将是清楚的。通过对D和复数值参数B₁，…，B_NS执行联合最小化来确定完全的校准向量D＝[D₁D₂…D_M]。也就是，定义B＝[B₁…B_NS]，通过执行操作$\underset{D}{\min }\underset{B}{\min }\underset{\mathrm{ij}}{\Sigma }{Q}_{\mathrm{ij}}{|D_j-C_{\mathrm{ij}}{B}_i|}^2$确定D，这种最小化可利用标准的方法实施。例如，通过对D执行网格搜索，以近似地定出全局最小值，然后执行梯度下降操作，以改进估计。替代的方法对于本领域的技术人员将是清楚的。

其他方面

正如本领域的技术人员将理解的那样，可以在以上所描述的方法和设备方面中进行许多改变而不偏离本发明的精神和范围。变化包括，但不限于：

●本方法可被修改用于估计上行特征或下行特征，而不是只用于确定校准因数，以用于根据上行权向量来估计下行权向量。

●每个上行特征或下行特征可被确定为传递函数的向量。在此所描述的方法将被修改为包括标准的传递函数系统识别技术。

●上行或下行信道特征可利用基于对于信道的不同模型和不同的估计技术的公式，而不是从等式(9)或等式(11)导出的公式得到。

●上行或下行信道特征可不在基带中描述，将适用于上行和下行权在基站处被应用于不在基带中的信号的情况。

●本方法可适合于不同类型的通信系统，包括但不限于带有移动用户单元的系统，或利用不同协议的系统，或两者皆有。本方法也可适应非数字调制的系统，如普通的AMPS FDMA系统。本方法也可适用应非TDMA数字系统。在这样的情况下，上行和下行频率一般是不同的，以致需要为每个用户单元获得分开的上行和下行特征。注意，了解对于用户单元的所有下行特征后我们就可以确定下行权向量。

●可以使用不同的预定义的校准信号。

●可以使用不同的子阵配置(多于两个的天线元件)，或者可以同时使用被校准阵中的所有天线元件。

●或多或少的下行处理可在用户单元中进行，取决于在用户单元和基站中可得到多少计算和存储能力。

在此所描述的本发明的几个方面被描述成作为在一个或多个DSP设备上运行的程序实现的。给出的足够经济激励的DSP功能，包括DSP程序，可被并入专用的硬件中，例如作为专用集成电路(ASIC)的部分或作为超大规模集成电路(VLSI)的部分。DSP的功能也可用其他的处理器，例如，通用的微处理器来满足。另外，运行程序的DSP设备可被转换成一种专用的硬件片。因此，术语数字信号处理器，DSP和在此所用的DSP设备包括这些等效的替代。

正如本领域的技术人员将理解的那样，有经验的从业者对以上所描述的方法和设备可做许多改变而不偏离本发明的精神和范围。例如，实施本方法的通信站可使用许多协议之一。另外，这些站和用户单元可能有几种结构。本发明可应用在包括任何装有天线阵的收发机和另一个与装有阵的收发机通信的收发机的系统中。众多的变化都是可能的。本发明真正的精神和范围应该只限于以下的权利要求中所提出的内容。