X－无直流滤波环节隔离型高频链逆变器

摘要

本发明公布了一种X－无直流滤波环节隔离型高频链逆变器，属隔离型高频链逆变器。本发明所述逆变器包括前级电路、隔离变压器、全波整流电路、第一斩波电路、第二斩波电路和滤波电路。本发明减少了直流滤波环节，减少了电路中所需要的电容容量，可以使用高频电容。有利于提高整机效率和可靠性，减少体积重量，实现逆变器的模块化。

说明书

技术领域

本发明涉及一种隔离型高频链逆变器，尤其涉及一种X-无直流滤波环节隔离型高频链逆变器。

背景技术

目前，高频链逆变器在很多领域都得到了广泛的应用，在航空航天，军事，电信等领域，在新能源利用上，如太阳能，燃料电池等以及在不间断电源UPS系统中，常常需要体积小，重量轻，功率密度大，高可靠性的逆变电源将直流电转化为所需要的交流电；在这种情况下，高频链逆变技术引起人们越来越大的兴趣。而单向电压源高频链逆变器具有功率单向流动，输出电压质量高，控制简单，技术成熟，在多领域内应用十分广泛。这类电路虽然技术成熟，但因级数多，且前级高频直流变换后需要高频整流和滤波器，增加整机的体积和重量，同时也导致整机效率不高。而双向电压源高频链逆变器具有双向功率流，减少了功率变换级数的优点，但却存在一个固有的缺点，即采用传统PWM技术的输出周波变换器换流时阻断了高频变压器漏感中连续的能量，于是导致高频变压器和输出周波变换器之间出现电压过冲。因此，这类逆变器通常需要采用缓冲电路或有源电压箝位电路来吸收存储在漏感中的能量，从而增加了功率器件数和控制电路的复杂性。双降压式半桥逆变器(Dual Buck Half BridgeInverter)是在半桥逆变器的基础上进行改进，针对电源可靠性及效率要求很高的场合而提出的一种逆变器拓扑。一个典型单向电压源高频链逆变器电路结构，前级为半桥逆变器，后级为一个双降压逆变电路。该拓扑结构很容易实现逆变环节的高频化和高效率。但这种双降压式半桥逆变器需要前级提供正负对称的供电电源，所以需要用滤波电感和电容对前级直直变换进行高频整流滤波，为了直流电压进行均分并为了保证前级直直变换器的稳定工作滤波电容取值一般教大。增加整机的体积和重量，影响功率密度和整机效率的提高。由于电解电容可靠性较低所以影响到整机的可靠性。

发明内容

本发明要解决的技术问题是针对现有技术存在的缺陷提出一种X-无直流滤波环节隔离型高频链逆变器。

本发明X-无直流滤波环节隔离型高频链逆变器，包括前级电路、隔离变压器、全波整流电路、第一斩波电路、第二斩波电路和滤波电路，其中前级电路由电源、第一电解电容、第二电解电容、第三功率开关管、第四功率开关管、第五二极管和第六二极管组成，电源的正极分别接第一电解电容的输入端、第三功率开关管的漏极和第六二极管的阴极，电源的负极分别与第二电解电容的输出端、第四功率开关管的源极和第五二极管的阳极连接接地，第一电解电容的输出端分别接第二电解电容的输入端和隔离变压器原边绕组的同名端，第三功率开关管的源极分别接第六二极管的阳极、隔离变压器原边绕组的异名端、第四功率开关管的漏极和第五二极管的阴极；本前级电路也可以采用其他类型的电路拓扑，包括半桥、全桥、推挽、推挽正激、正激等拓扑，所述滤波电路包括第一滤波电感、第二滤波电感、滤波电容和负载，第一滤波电感的输入端接第一斩波电路的输出端，第一滤波电感的输出端分别接第二滤波电感的输出端、滤波电容的输入端和负载的一端，第二滤波电感的输入端接第二斩波电路的输出端，滤波电容的输出端与负载的另一端连接接副边模拟地；

其特征在于：隔离变压器为副边双绕组结构，隔离变压器第一副边绕组的异名端和第二副边绕组的同名端连接，构成中心抽头接副边模拟地，全波整流电路包括第一整流二极管、第二整流二极管、第三整流二极管和第四整流二极管，其中第一整流二极管的阳极分别接隔离变压器副边绕组的同名端和第三整流二极管的阴极，第一整流二极管的阴极分别接第二整流二极管的阴极和第一斩波电路的正输入端，第二整流二极管的阳极分别接隔离变压器副边绕组的异名端和第四整流二极管的阴极，第三整流二极管的阳极分别接第四整流二极管的阳极和第一斩波电路的负输入端，隔离变压器第一副边绕组异名端、第二副边绕组同名端连接在一起构成中心抽头接副边模拟地；

所述第一斩波电路包括第一功率开关管、第一续流二极管、第一储能电容和第三二极管，其中第一功率开关管的漏极分别接全波整流电路的正输出端和第二斩波电路的正输入端，第一功率开关管的源极分别接第一滤波电感的输入端和第一续流二极管的阴极，第一续流二极管的阳极分别接第一储能电容的输入端和第三二极管的阴极，第三二极管的阳极分别接全波整流电路的负输出端和第二斩波电路的负输入端，第一储能电容的输出端接副边模拟地；

所述第二斩波电路包括第二功率开关管、第二续流二极管、第二储能电容和第四二极管，其中第二功率开关管的源极接第一斩波电路的负输入端，第二功率开关管的漏极分别接第二滤波电感的输入端和第四二极管的阳极，第四二极管的阴极分别接第二储能电容的输入端和第二续流二极管的阳极，第二续流二极管的阴极接第一斩波电路的正输入端，第二储能电容的输出端接副边模拟地。

本发明继承了双降压半桥逆变拓扑的在逆变环节上的部分特点，并对需要电气隔离的整机电路结构做了整体考虑和改进，在逆变环节增加了两个电容和两个二极管。却省去了传统高频链逆变器直/直变换前级与逆变后级之间的滤波环节(为保证滤波效果和前级直直变换器的稳定性一般采用容量大的电解电容)，整体来说减少了直流滤波电感。改善了传统高频链逆变器级数多而导致整机效率低。且本拓扑对储能电容的容值要求不大，可以采用和滤波电容Co相同介质的无极性高频电容，一般而言无极性高频电容的ESR和频率特性都要优于电解电容，在变换器工作时能明显降低高频脉冲电流给整机带来的损耗。另外整个电路中可以取消可靠性相对较低的电解电容，提高了可靠性可以较好的应用于航空航天等对可靠性要求高的场合。且在小功率应用时可以使用体积很小的瓷介质电容，容易实现逆变器的模块化，提高功率密度减少体积重量。

附图说明

图1：本发明主电路原理图；

图2：本发明控制系统框图；

图3：本发明空载时各关键点波形图；

图4：本发明不同工作模态分析图

具体实施方式

如图1所示。本发明X-无直流滤波环节隔离型高频链逆变器，包括前级电路、隔离变压器T、全波整流电路、第一斩波电路、第二斩波电路和滤波电路，其中前级电路由电源U_in、第一电解电容C₀₁、第二电解电容C₀₂、第三功率开关管S₃、第四功率开关管S₄、第五二极管D₅和第六二极管D₆组成，电源U_in的正极分别接第一电解电容C₀₁的输入端、第三功率开关管S₃的漏极和第六二极管D₆的阴极，电源U_in的负极分别与第二电解电容C₀₂的输出端、第四功率开关管S₄的源极和第五二极管D₅的阳极连接接地，第一电解电容C₀₁的输出端分别接第二电解电容C₀₂的输入端和隔离变压器T原边绕组的同名端，第三功率开关管S₃的源极分别接第六二极管D₆的阳极、隔离变压器T原边绕组的异名端、第四功率开关管S₄的漏极和第五二极管D₅的阴极；本前级电路也可以采用其他类型的电路拓扑，包括半桥、全桥、推挽、推挽正激、正激等拓扑，即是名称所提X的含义；

所述滤波电路包括第一滤波电感L₁、第二滤波电感L₂、滤波电容C_o和负载R，第一滤波电感L₁的输入端接第一斩波电路的输出端，第一滤波电感L₁的输出端分别接第二滤波电感L₂的输出端、滤波电容C_o的输入端和负载R的一端，第二滤波电感L₂的输入端接第二斩波电路的输出端，滤波电容C_o的输出端与负载R的另一端连接接副边模拟地；

其特征在于：所述全波整流电路包括第一整流二极管D_a、第二整流二极管D_b、第三整流二极管D_c和第四整流二极管D_d，其中第一整流二极管D_a的阳极分别接隔离变压器T第一副边绕组N₁的同名端和第三整流二极管D_c的阴极，第一整流二极管D_a的阴极分别接第二整流二极管D_b的阴极和第一斩波电路的正输入端，第二整流二极管D_b的阳极分别接隔离变压器T第二副边绕组N₂的异名端和第四整流二极管D_d的阴极，第三整流二极管D_c的阳极分别接第四整流二极管D_d的阳极和第一斩波电路的负输入端，隔离变压器第一副边绕组N₁异名端、第二副边绕组N₂同名连接在一起端构成的中心抽头接副边模拟地；

所述第一斩波电路包括第一功率开关管S₁、第一续流二极管D₁、第一储能电容C₁、第三二极管D₃，其中第一功率开关管S₁的漏极分别接全波整流电路的正输出端和第二斩波电路的正输入端，第一功率开关管S₁的源极分别接第一滤波电感L₁的输入端和第一续流二极管D₁的阴极，第一续流二极管D₁的阳极分别接第一储能电容C₁的输入端和第三二极管D₃的阴极，第三二极管D₃的阳极分别接全波整流电路的负输出端和第二斩波电路的负输入端，第一储能电容C₁的输出端接副边模拟地；

所述第二斩波电路包括第二功率开关管S₂、第二续流二极管D₂、第二储能电容C₂、第四二极管D₄，其中第二功率开关管S₂的源极分别接第一斩波电路的负输入端和，第二功率开关管S₂的漏极分别接第二滤波电感L₂输入端和第四二极管D₄的阳极，第四二极管D₄的阴极分别接第二储能电容C₂的输入端和第二续流二极管D₂的阳极，第二续流二极管D₂的阴极接第一斩波电路的正输入端，第二储能电容C₂的输出端接副边模拟地。

如图2所示。是本发明X-无直流滤波环节隔离型高频链逆变器采用的控制框图，前级半桥拓扑开关管第三功率开关管S₃、第四功率开关管S₄的驱动信号互补，后级新型双降压拓扑的第一、第二功率开关管S₁，S₂采用SPWM控制。正弦基准电压U_r和输出电源检测信号经电压误差放大器得到误差信号U_e，将误差信号U_e与输出电流检测信号送入电流误差放大器产生电流误差信号i_e，一路将电流误差信号i_e经过非门送入比较器1与高频三角载波进行过零比较后，经驱动电路产生第一功率开关管S₁的驱动信号；另一路将电流误差信号i_e直接与高频三角载波进行过零比较后，经驱动电路产生第二功率开关管S₂的驱动信号。直流基准信号U_r1与高频角载波经比较器3比较后经分频电路和驱动电路产生互补的驱动信号去控制第三。第四功率开关管S₃，S₄。

如图3所示。本发明电路空载时的一些主要波形。仿真参数如下：前级输入电压U_in＝270V，输出电压为U_d＝115V/400Hz，额定输出功率为200W，输出滤波电容4.7uF，输出滤波电感550mH。

工作原理及工作过程

以附图1为例，叙述本发明的高频变压器右侧电路工作模态。X-无直流滤波环节隔离型高频链逆变器拓扑共有八个工作模态。

工作模态1

当输出电流为正半周期时，第一功率开关管S₁开通，第二功率开关管S₂关断，第二滤波电感L₂中的电流i_L2为零，当变压器整流后直流电压大于第二储能电容电压U_c2，隔离变压器受变压器原边控制点端为正，经过第一整流二极管D_a通过母线、第一滤波电感L₁向负载供电，第一滤波电感L₁电流i_L1线性上升。如附图4(a)所示。

工作模态2

仍当输出电流为正半周期时，第一功率开关管S₁开通，第二功率开关管S₂关断，第二滤波电感L₂中的电流i_L2为零，当变压器整流后直流电压大于第二储能电容电压U_c2，隔离变压器受变压器原边控制点端为负，经过第二整流二极管D_b通过母线、第一滤波电感L₁向负载供电，第一滤波电感L₁电流i_L1线性上升。如附图4(b)所示。

工作模态3

仍当输出电流为正半周期时，第二功率开关管S₂仍处于关断状态，第一功率开关管S₁关断，第一储能电容C₁，第一续流二极管D₁为第一滤波电感L₁的电流i_L1组成续流通路，第一滤波电感L₁的电流i_L1线性下降，第一滤波电感L₁中的能量部分转移到第一储能电容C₁中存储起来。如附图4(c)所示。

工作模态4

当输出电流为负半周期时，第一功率开关管S₁处于关断状态，第一滤波电感L₁电流i_L1为零。当第二功率开关管S₂开通后，由于在输出电流为正半周期内对第一储能电容C₁的充电作用，导致第一储能电容C₁上的电压高于母线B点的由变压器整流后的电压，所以首先由第一储能电容C₁先向负载供电，第二滤波电感L₂的电流i_L2线性上升，这种模态也发生在前级功率管死区时间时。如附图4(d)所示。

工作模态5

当第一储能电容C₁放电至母线B点的由变压器整流后的电压时，开始由隔离变压器向负载供电，当隔离变压器受变压器原边控制点端为正时，电流由第四整流二极管D_d后经中心抽头流经负载，第二滤波电感L₂的电流i_L2线性上升，第一储能电容C₁上的电压被嵌位在母线电压值上。如附图4(e)所示。

工作模态6

当隔离变压器受变压器原边控制点端为负时，电流由第三整流二极管D_c后经中心抽头流经负载，第二滤波电感L₂的电流i_L2线性上升，第一储能电容C₁上的电压被嵌位在母线电压值上。如附图4(f)所示。

工作模态7

当模态6结束后，第一功率开关管S₁仍处于关断状态，第二功率开关管S₂关断，第二储能电容C₂，第四二极管D₄为第二滤波电感L₂的电流i_L2组成续流通路，第二滤波电感L₂电流i_L2线性下降，第一滤波电感L₁中的能量转移到第二储能电容C₂中存储起来。如附图4(g)所示。

工作模态8

当输出电感电流在刚进入正半周期时，第二功率开关管S2处于关断状态，第二滤波电感L₂电流i_L2为零。当第一功率开关管S₁开通后，由于在输出电流为负半周期内对第二储能电容C₂的充电作用，导致第二储能电容C₂上的电压高于母线A点的电压，首先由第二储能电容C₂先向负载供电，第一滤波电感L₁的电流i_L1线性增加。如附图4(h)所示。