在初级线圈具有反馈的隔离电压转换器及对应的控制输出电压的方法

摘要

本发明涉及在初级线圈具有反馈的隔离电压转换器及对应的控制输出电压的方法。提供一种电压转换器(30)，其将输入电压(V

说明书

技术领域

本发明涉及一种在初级线圈具有反馈的隔离电压转换器，并涉及对应的控制输出电压的方法。尤其是，这些不意味着缺乏一般性，随后的处理提到，涉及具有PWM(脉冲宽度调制)控制的回扫型的开关转换器。

背景技术

本领域公知的是，电压转换器(或者，以类似的方式，调节器或电源)在输入电压和经调节的输出电压之间具有电流隔离，具有预期的值，其中电流隔离通过具有接收输入电压的初级侧和提供经调节的输出电压的次级侧的变压器实现。通常使用两种技术来控制这些电压转换器，其在变压器的次级侧或初级侧具有反馈。在第一种情况下，反馈电压直接在变压器的次级线圈上获得，与输出并联，并通过光耦合器装置发送到调节电路，从而维持电流隔离。在第二种情况下，反馈电压通常由辅助线圈获得，被特意提供给变压器的初级侧。初级侧的反馈使避免使用外部隔离装置(例如，附加光耦合器或变压器)成为可能，但是需要消耗更高的电压电平并由此降低了调节效率。

已经提出宽范围的控制技术来通过来自初级绕组的反馈实现有效电压调节，但是这些技术中还没有完全令人满意的。

尤其是，已经提出使用特别提供地采样保持装置来在变压器的退磁的末尾采样辅助绕组上的反馈电压，也就是在该电压的值与输出电压对应时，以已知的方式可靠地构成该电压的复制。

详细地说，如图1所示，具有初级绕组的峰值电流和反馈的控制的回扫隔离型电压转换器1，具有第一输入端IN₁和第二输入端IN₂，其被设计成接收例如来自电压发生器2的输入电压V_in，并且具有第一输出端OUT₁和第二输出端OUT₂，在其间连接有输出电容器3，以及呈现经调节值的输出电压V_out。电压转换器1为负载提供输出电流I_out。

该电压转换器1包括变压器4，该变压器具有初级侧和与初级侧电隔离的次级侧，并具有初级绕组5、次级绕组6和辅助绕组7(后者设置在变压器4的初级侧)。例如，变压器4的初级绕组5和次级绕组6之间的匝数比为N，并且次级绕组6和辅助绕组7之间的匝数比为单位比(N：1：1)。初级绕组5具有与第一输入端IN₁连接的第一端和与控制开关8连接的第二端，该控制开关可以被驱动，来控制电压转换器1的PWM操作。次级绕组6具有通过整流二极管9的插入连接到第一输出端OUT₁的相应第一端，和连接到第二输出端OUT₂的相应第二端。辅助绕组7具有相应第一端和相应第二端，第一端上提供有辅助电压V_aus并连接到电阻分压器10，第二端连接到基准电势。

控制开关8，例如功率MOS晶体管，具有第一导电端和第二导电端和控制端，第一导电端连接到初级绕组5，第二导电端通过传感电阻器11的插入连接到基准电势，控制端连接到被设计成控制电压转换器1的PWM操作的控制电路12。

电阻分压器10包括第一电阻器13和第二电阻器14，它们串联在辅助绕组7的第一端和基准电势之间，并限定提供反馈信号V_fb的中间节点15。

电压转换器1还包括通过第二整流二极管17的插入连接到辅助绕组6并被设计成以已知方式在变压器4的退磁相的过程中为控制电路12提供自举电压V_cc的自举电容16。

详细地说，控制电路12具有连接到中间节点15并接收反馈信号V_fb的第一输入12a和连接到传感电阻器11并接收传感电压V_s的第二输入12b和连接到控制开关8并提供驱动信号PW的控制端输出12c。

控制电路12包括：连接到第一输入12a并在输出处提供采样信号V_cam的采样级20，采样信号是在退磁相的末尾的反馈信号V_fb的采样和保持的结果(例如，在每个切换周期完成的)；具有第一输入端、第二输入端和输出端的误差放大级22，第一输入端连接到采样级20的输出并接收采样信号V_cam，第二输入端连接到基准信号发生器23并接收基准电压V_ref，该值是经调节的输出电压V_out的期望值的函数，输出端连接到外部补偿网络24(在图1中由负载阻抗示意性地表示)。由此电压控制信号V_con出现在误差放大级22的输出端。

控制电路12还包括具有第一输入端、第二输入端和输出端的控制器级25，第一输入端连接到误差放大级22并接收控制信号V_con，第二输入端连接到第二输入12b并接受传感信号V_s，而输出端连接到控制电路12的输出12c并提供驱动信号PW。更详细地，控制器级25包括比较器28和PWM发生器块29，比较器28被设计成将控制信号V_con和传感信号Vs进行比较，PWM发生器块29级联到比较器28并被设计成产生作为比较结果的函数的驱动信号PW。

紧接着简要说明上述的电压转换器1的常规操作。

缺少变压器4的次级侧和控制电路12之间的光耦合器，输出电压V_out的值通过在第二整流二极管17的上流的电阻分压器10从辅助绕组7读出。没有漏电感、变压器4和导线的寄生电阻并确保第一整流二极管9的漏电压可以忽略不计的理想状态下，辅助绕组7上的辅助电压V_aus在一个开关周期与下一个开关周期之间期间与输出电压V_out成比例，基本上在整个变压器4的退磁期间第一整流二极管9状态良好。在实际情况中，由于变压器4的次级绕组的漏电感和等效电阻，阻尼振荡叠加在辅助电压V_aus的有用的信号上；这种振荡使辅助电压被可靠地复制，但是对于变压器4的匝数比，输出电压V_out，只有在变压器4的退磁结束的时刻。事实上，在这个时刻次级绕组上的电流是零，由此次级绕组的等效电阻不起作用，进一步漏电感带来的振荡已经结束(假设退磁时间足够长)。输出信号V_out和辅助电压V_aus的曲线在图2a中表示，其中退磁期间由T_dem指定。图2b表示退磁电流I_dem的相应曲线，其在退磁期间T_dem的末尾达到零。

因此，采样级20被配置成在变压器4退磁的时刻对反馈信号V_fb精确采样，由于变压器4的匝数比和电阻分压器10的分配比，采样信号V_cam将与输出电压V_out相一致。

表示经调节的输出电压的值的参考信号V_ref和采样信号V_cam之间的不同在构成输入到误差放大级22的误差信号V_e。此外，误差放大级22的输出被适当补偿从而得到预期的闭环传递函数，该输出构成这样的信号，其在输入到控制器级25处确定初级绕组上的电流峰值，由此产生功率开关8(以PWM模式)的接通时间。尤其是，控制器级25利用与电流峰值的平方成正比的能量对变压器4的磁化感应进行充电。

如上所述的系统用于对输出电压V_out的调节的主要限制体现在很难确保对输出电流值的宽度范围的调节和负载瞬时值的适当响应的相同有效性。尤其是，对输出电压V_out的正确调节会被由于上述振荡现象的采样产生的采样信号V_cam出现的不可避免的错误而消弱，尤其是在低负载时。

发明内容

本发明的目的是由此提供一种电压转换器和对应的控制经调节的输出电压的方法，其将至少部分克服上述缺点和问题。

根据本发明，提供一种电压转换器，包括：具有被设计成接收输入电压的初级侧和被设计成提供输出电压的次级侧的电压变压器装置；耦合到所述初级侧的控制开关装置；以及耦合到所述控制开关装置的控制端并被设计成控制其开关作为和所述输出电压相关的反馈信号的函数的控制电路；所述控制电路具有被设计成对所述信号进行采样并保持以及提供采样信号的采样级，

其特征在于所述控制电路还包括连接到所述放大级的输出并设计成实现对所述采样信号进行滤波的均衡器级。

根据本发明，还提供一种控制电压转换器的方法，所述转换器提供有具有接收输入电压的初级侧和提供输出电压的次级侧的电压变压器装置，和耦合到所述次级侧的控制开关装置，所述方法包括控制所述控制开关的切换作为和所述输出电压相关的反馈信号的函数的步骤，并且所述控制步骤包括采样所述反馈信号来产生采样信号的步骤，

其特征在于所述控制步骤还包括实现对所述采样信号进行滤波。

本发明基于本专利申请的申请人指出的上述参考现有技术的与电压转换器1相关的一系列问题而产生。

尤其是，为了在变压器4的退磁的时刻采样辅助绕组7上的精确电压值(可以再次参考图1)，采样级20具有与开关周期相比为较小的等效时间常数。存在由振荡表示的噪音的辅助电压V_aus的采样引入系统中的高频谐波。这些振荡都是输出的电流负载越低越明显。假设实际上输出和输入电压恒定，由于输出电流I_out降低，系统反应以便降低电流峰值，结果减少了变压器4的退磁时间；在采样时刻高频振荡对有用信号的影响更大。

另一方面，使用更大的采样操作的时间常数会消弱读取操作的准确性，这样可以改变在采样时刻由采样级20读取的有用信号。此外，通过对控制回路施加更加严格的补偿，高频谐波的影响会被衰减，但是系统对负载的突发变化的响应将以不期望的方式被限制。

采样信号V_cam的负面影响在误差放大级22中还会进一步加强。

在这方面，图3a表示误差放大级22的跨导特性的典型曲线(也就是输出电流的曲线，由I’_out标示，作为输入该级的电压的函数，由V_e标示)，包括线性操作的中心区域(相对于原点为中心)，由L标示，以及大信号操作的两侧区域，由H₁、H₂标示，其横向靠近线性操作区域L(大信号操作以已知方式面对高输出电流，其绝对值比线性操作中面对的电流的绝对值更高，并且不能接近线性函数)。尤其是，应该清楚正输入电压V_in的特性的标记斜率(也就是高跨导值)在线性操作区域L的外部。

图3b表示在电压转换器设置成提供10w功率，输出电压V_out为12.5V，负载电流为20mA(负载电阻为600Ω)的情况下，采样信号V_cam、控制信号V_con以及反馈信号V_fd的曲线。可以注意到，具有上述负载值时，在该种操作不处于负载状态所需的实际状态时，系统进入定义为“触发模式”状态的低损耗操作模式。实际上以已知的方式，触发模式是输出负载很低造成的。为了降低电压转换器的能量损耗，PWM发生器块29通过远低于正常负载和常规操作(例如，频率为1kHz，而不是50kHz)状态下使用频率的开关频率来控制该控制开关8。提供给控制开关8的控制端的开关脉冲由此在时间上被间隔分开。以不需要详细说明的本身已知的方式，控制电路12设置成在控制信号V_con具有与触发模式参考信号的给定关系(对应预设的输出功率并显示电压转换器的常规操作的情况)时进入触发模式状态。

该行为基于负载电流降低、退磁时间减少以及剩余振荡没有充分衰减的情况。由此，在一次采样和下次采样之间的采样电压(采样信号V_cam)值的差异引起误差放大级22在线性区域的外部工作，在这里跨导远高于在线性区域，使控制电压V_con大大变化，并且控制回路进入不稳定状态，并且丧失电压调节。

详细地说，在中到低负载的情况下，控制电压V_con的平均值接近上述触发模式参考信号的值，并且控制电压V_con的振荡能使系统不正确地进入触发模式状态。现在下一个开关周期，输出电压V_out将以异常方式跌落，这样没有给转换器的输出提供足够的能量。在下一个开关周期，控制电路12将意识到出现误差(因为采样信号V_cam将比参考电压V_ref低)，并将由此比在上一个周期更急促地重新开始，造成控制信号V_con更加不平衡。这种情况见在接下来的开关周期中重复，直到误差放大级22离开如前所述的跨导更高的线性区域。关于这点，电压转换器将在这两种极端情况之间工作，一种是控制信号V_con的低值，另一种是相同控制信号V_con的高值，如在图3b中突出显示的。基本上，特别是在中到低负载的情况下，控制回路还将控制信号V_con的电压的漂移放大，引起电压转换器在高能量触发下工作。除了前面突出显示的问题之外，由于一个接一个音频能量峰值的连续，这种反常动作还可以引起来自变压器4的噪音传播。

附图说明

为了更好的理解本发明，现在以完全非限制性的例子的方式，通过参考附图说明优选的实施例，其中

图1表示公知的电压转换器的电路图；

图2a、2b和3a、3b表示图1中的电压转换器的一些电量的图表；

图4表示根据本发明一个实施例的电压转换器的电路图；

图5a、5b表示图4中电压转换器的一些电量的图表；

图6表示根据本发明一个实施例的图4中电压转换器的的误差放大级的详细电路图；

图7表示图6的误差放大级的跨导放大器模块的详细电路图。

具体实施方式

图4表示根据本发明一个实施例制造的电压转换器30的电路图。与前面说明的元件类似的元件用相同的附图标记表示并且不再重复说明。

尤其是，该电路图与图1中所示的电压转换器1的不同之处在于：采样级20的输出和由22’表示的误差放大级的第一输入端之间设置的均衡器级32的存在。均衡器级32接收来自采样级20的采样信号V_cam(其为在退磁步骤的末尾的辅助电压V_aus的分开的采样结果)，并在输出端提供经滤波的信号FB。均衡器级32使采样误差的问题减少，对采样信号V_cam进行适当的低通滤波。尤其是，它通过对输出在上一采样间隔的采样和保持将采样级20的电流输出进行平均，从而限制采样信号V_cam在一个采样周期和下一个采样周期之间的变化的影响。由于这个目的，使用适当的时间常数，例如与电压转换器30的开关周期具有相同的数量级，这对补偿系统避免采样误差很有效，并且同时相对滤波操作造成的滤波信号FB的更新延迟又不会太严格。

在图4的实施例中，均衡器级32是开关电容器(SC)滤波器，并包括：滤波开关33、RC串联级34和脉冲发生器35。详细地说，滤波开关33连接在采样级20的输出和RC串联级34之间，并具有连接到脉冲发生器35的输出端并接收脉冲宽度为T_c的指令信号的控制端。RC串联级34包括滤波电阻器36和滤波电容器37，其中滤波电阻器36的电阻值为R_f并连接在滤波开关33和误差放大级22’的第一输入之间，滤波电容器37的电容值为C_f并连接在上述误差放大级22’的第一输入和参考电势之间。脉冲发生器35在输入处接收驱动信号PW(其还能控制该控制开关8)，并被该相同的驱动信号PW的下降沿驱动，并且提供具有期望脉冲宽T_c的指令信号。

在每个开关周期，滤波开关33在等于脉冲宽度T_c的时间段内闭合，在这期间采样信号V_cam通过具有滤波时间常数T_f＝R_fC_f的RC串联级34被滤波。假设滤波操作在控制开关8的每个开关周期进行，均衡器级32的等效时间常数T_eq等于T_sw·T_f/T_c，其中T_sw是控制开关8的开关周期。因此，通过适当调整RC串联级的大小以便满足T_f≥T_c的关系，并且得到大于或等于开关周期T_sw(T_eq≥T_sw)的等效时间常数T_eq，由此实现有效的滤波并有效地避免反馈信号的振荡。例如，电阻器R_f和电容器C_f的值可以被选择为满足T_f＝4·T_c关系，并且等效时间常数T_eq等于开关周期T_sw的倍数。尤其是，前述的关系T_eq≥T_sw实现了采样信号V_cam的有效滤波。清楚地是，等效时间常数T_eq的最大值必须被选择为不影响这里由12’表示的控制电路的期望的总闭环带宽和对应的频率稳定性(例如，选定的带宽等于最大开关频率的四分之一)。例如，该最大值可以被选择为均衡器级32引入的频率的极点将不会落入前述控制电路12’的总闭环带宽之内。

根据本发明的另一方面，误差放大级22’包括操作跨导放大器(OTA)22a和电流容量增加模块22b(设计成如下所述的CCE模块)，操作跨导放大器(OTA)22a被设计成放大由滤波信号FB和参考信号V_ref之间的差异形成的误差信号V_aus，而电流容量增加模块22b与跨导放大器22a级联并设计成增加源电流和吸收电流的最大值，由此在负载突然变化(所谓的负载瞬变)情况下降低系统响应时间。

尤其是，这种情况下的跨导放大器22a以这样的方式设置(如后面将要详细说明的)，修正误差放大级22’的静态跨导特性，如图5a所示。

详细地说，一旦再次由L标明，在这种情况下线性操作区域，通过各自的饱和区域(钳位区域)S₁、S₂与两个大信号操作区域H₁、H₂(将所述特性和图3a中所示的相比)分离，其对应的斜率(或跨导值)为零，或者在某些情况下更低，例如比线性操作区域L的斜率(或跨导值)低接近十倍。尤其是，在钳位区域，来自误差放大级22’的输出处的电流I’_out基本恒定。适当选择钳位区域S₁、S₂的宽度，来提高电压转换器30的调节有效性，并避免误差放大级22’在大信号操作区域H₁、H₂内的线性区域L之外工作，在那里跨导更高(在图5a所示的例子中，线性区域L的宽度接近25mV，同时钳位区域S₁、S₂的宽度接近70mV，因此高近三倍)。

图5b(与前述图3b比较)表示在与图3b说明的相同操作状态下，Tf＝4·Tc时滤波信号FB、控制信号V_con、以及反馈信号V_fb的曲线。应该意识到的是，控制电路12’准确地调整输出电压V_out的值，而不进入触发模式。事实上，误差放大级22’的源电流和吸收电流在跨导特性的钳位区域S₁、S₂的可变性很受限制，并且一个采样周期和下一个采样周期之间的滤波信号FB可能的变化不会造成控制信号V_con的突然变化，因此不会使控制回路产生不稳定性。

图6和7表示误差放大级22’的可能的电路实施例，被设计成提供修正的图5a的跨导特性。误差放大级22’具有第一输入端41和第二输入端42，第一输入端41连接到均衡器级32的输出并接收滤波信号FB，第二输入端42连接到参考发生器23并接收参考信号V_ref。

误差放大级22’包括：跨导放大器22a(为了更清楚，在图7中分开表示)，具有连接到第一输入端41的反向输入、连接到第二输入端42的非反向输入、和输出，该输出连接到误差放大级22’的输出端，并被设计成放大由滤波信号FB和参考信号V_ref之间的差别构成的误差信号V_e，以及确定在线性操作区域L的期望跨导值、相同线性操作区域L的延伸和钳位区域S₁、S₂的斜率；并且CCE模块22b(在图6中详细描述，在图7中不再重复)，可操作地与跨导放大器22a耦合，从而根据期望的跨导特性增加输出级的电流容量，从而限定大信号操作区域H₁、H₂。

更详细地，CCE模块22b包括：第一差动输入级44、第一电流移相器级45、第二电流移相器级46、第一输出电流镜47以及第二输出电流镜48.

更详细地，第一差动输入级44由如下形成：第一对N沟道MOS晶体管50a、50b，具有的控制端分别连接到误差放大级22’的第一输入端41和第二输入端42，源极端相互连接并连接到提供偏置电流的第一电流发生器50c；第二对P沟道MOS晶体管51a、51b，它们为二极管式连接并且其源极端相互连接并连接到电路的电压源V_cc，漏极端连接到第一对N沟道MOS晶体管50a、50b的对应漏极端，控制端分别连接到第一和第二电流移相器级45、46.

每个电流移相器级45、46由对应的一对PMOS晶体管45a、45b和46a、46b形成。每对的晶体管具有连接在一起并连接到电路的电源V_DD的源极端、和连接在一起并连接到相应电流发生器45c、46c的漏极端。尤其是，每对的第一PMOS晶体管45a和46a的控制端连接到差动输入级44的第二对PMOS晶体管51a和51b中的相应一个晶体管的控制端(由此，构成相应电流镜连接)，同时每对的第二PMOS晶体管45b和46b是二极管式连接，并且具有的控制端分别连接到第一输出电流镜47和第二输出电流镜48。

第一输出电流镜47由第一电流移相器级的相同的第二二极管式连接的PMOS晶体管45b与第二PMOS晶体管47b形成，它们的栅极和源极端相互连接；第二PMOS晶体管47b的漏极连接到误差放大级22’的输出端并提供对应的输出源电流。

第二输出电流镜48由第一二极管式连接的NMOS晶体管48a与第二NMOS晶体管48b形成，它们的栅极端相互连接、源极端相互连接并连接到参考电势。第一NMOS晶体管48a的漏极通过中间电流镜52的插入连接到第二电流移相器级46，同时该第二NMOS晶体管48b的漏极端连接到误差放大级22’的输出端并提供对应的输出吸收电流。

中间电流镜52依次包括第一PMOS晶体管，尤其是第二电流移相器46的第二二极管式连接的PMOS晶体管46b，和第二PMOS晶体管52b，它们的栅极和源极端相互连接。第二PMOS晶体管52b的漏极端连接到第二输出电流镜48的第一NMOS晶体管48a的漏极端。

使用中，第一和第二输出电流镜47、48提高了跨导误差放大器22a的输出级的电流容量，由此限定了大信号操作区域H₁、H₂。通过适当筛分不同的晶体管，尤其是通过选择第二对MOS晶体管51a、51b的每一个晶体管和第一电流移相器级45或第二电流移相器级46的相关的第一PMOS晶体管45a，45b之间沟道的宽/长(W/L)方面的适当的比率，这样可以调整输入误差信号V_e的不平衡，对于误差信号出现了输出电流的过剩。以这种方式，也可以在跨导特性的线性操作区域L的侧处确定并限制临近钳位区域S₁、S₂的宽度。此外，第一和第二输出电流镜47、48的晶体管的比率被选择成得到期望的误差放大级22’的大信号电流容量(分别是源电流和吸收电流容量)。

更详细地，每个电流移相器级45、46开始偏离由参考发生器50c提供的偏置电流，并且在输出处将其提供给误差放大级22’(分别作为源电流或吸收电流)，由输入误差信号V_e的值(由Vsat_max标出)开始，这样流到对应的第一PMOS晶体管45a、46a的电流变得小于由相应电流发生器45c或46c提供的由i_ref表示的电流。尤其是，Vsat_max的绝对值对应于钳位区域S₁、S₂的上限，或者等于大信号操作区域H1、H2的开始点。

由第一PMOS晶体管45a或第二PMOS晶体管46a提供的电流和由对应的电流发生器45c、46c提供的电流之间的差在对应的第一输出电流镜47或第二输出电流镜48中被偏移，随后增大，从而得到期望的源电流或吸收电流的值。

可以发现，上述Vsat_max的绝对值由下述等式给出：

${\mathrm{Vsat}}_{\max }=\frac{2·i_{\mathrm{ref}}·W_1/L_1}{{\mathrm{gm}}_{50}{|}_{\min }·W_2/L_2}$

其中gm₅₀|_min是第一差动输入级44的MOS晶体管50a或50b之间的最小跨导(假设输入级不平衡，两个晶体管流过的电流不同，因此虽然具有相同的尺寸，但具有不同的跨导)，W₁/L₁和W₂/L₂分别是第一差动输入级44的MOS晶体管51a和第一电流移相级45的相关的第一PMOS晶体管45a的沟道宽度和长度的比值(其假定分别等于MOS晶体管51b和第二电流移相器级46的相关第一PMOS晶体管45b的沟道宽度和长度的同一比值)。例如，W₁/L₁和W₂/L₂的比值可以选择为等于0.23。

通过参考图7，跨导放大器22a包括第二差动输入级60和输出级61。第二差动输入级60由一对N沟道MOS晶体管60a、60b形成，其控制端分别连接到误差放大级22’的第一和第二输入端41、42，源极端相互连接并连接到提供偏置电流I的第二电流发生器60c。输出级61包括耦合到MOS晶体管60a的第三输出电流镜64，耦合到MOS晶体管60b的第四输出电流镜65和第五输出电流镜66。

更详细地，第三和第四输出电流镜64、65由相应二极管式连接的第一PMOS晶体管64a、65a和相应的第二PMOS晶体管64b、65b构成，它们的栅极端相互连接、源极端相互连接并连接到电路的电压源V_DD。第三和第四输出电流镜64、65的第一PMOS晶体管64a、65a的漏极端分别连接到第二差动输入级60的MOS晶体管60a、60b，同时第二PMOS晶体管64b、65b的漏极端连接到第五输出电流镜66。

第五输出电流镜66依次包括：二极管式连接的第一NMOS晶体管66a和第二NMOS晶体管66b，其栅极和源极端相互连接。第一NMOS晶体管66a的漏极端连接到第三输出电流镜64的第二PMOS晶体管64b的漏极端，同时第二NMOS晶体管66b的漏极端连接到第四输出电流镜65的第二PMOS晶体管65b的漏极端，并连接到误差放大级22’的输出。

跨导放大器22a还包括由反馈电流镜68和第二反馈电流镜69构成不平衡电流级，其被设计成限制跨导特性的钳位区域S₁、S₂。

第一反馈电流镜68包括第一PMOS晶体管，尤其是第三输出电流镜64的二极管式连接的第一PMOS晶体管64a和第二PMOS晶体管68b，它们的栅极和源极端相互连接。第二PMOS晶体管68b的漏极端连接到第四输出电流镜65的第一PMOS晶体管65a的漏极端。接着，第二反馈电流镜69包括第一PMOS晶体管，尤其是第四输出电流镜像65的二极管式连接的第一PMOS晶体管65a和第二PMOS晶体管69b，它们的栅极和源极端相互连接。第二PMOS晶体管69b的漏极端连接到第三输出电流镜64的第一PMOS晶体管64a的漏极端。

在使用中，第三和第四输出电流镜64、65放大(以典型的方式)流过对应PMOS晶体管64a、65a的电流。第五输出电流镜66能够将第三输出电流镜64的第二PMOS晶体管64b和第五输出电流镜66的第一NMOS晶体管66a的差分输出转换为单一一个输出，其是误差差动级22’的输出。

和不使用反馈电流镜的情况相比，第一反馈电流镜68和第二反馈电流镜69，尤其是PMOS晶体管68b和69b的附加存在在第二差动输入级60的负载处引入了正反馈，对于更小的输入电压(误差信号V_e)，使第二差动输入级60的差动分支几乎完全失去平衡。尤其是，当误差信号V_e以下面的方式使差动分支不平衡时，即第一和第二反馈电流镜68、69的PMOS晶体管68b和69b中的一个晶体管的栅极和源极端之间的电压等于同一晶体管的阈值电压，第一反馈电流镜68和第二反馈电流镜69中的一个被去激活，因此使前述正反馈停止，并由此使跨导放大器22a的总跨导迅速下降。

该不平衡状态对应图5a中所示的钳位区域S₁和S₂。由此前述状态出现，对应钳位区域S1和S2和线性操作区域L的每个边界点的绝对值的输入误差信号V_e的值Vsat_min大致由下面的公式得到：

${\mathrm{Vsat}}_{\min }=\frac{I(1-k)}{{\mathrm{gm}}_{60}(1+k)}$

其中gm₆₀是第二差动输入级60的MOS晶体管60a、60b的跨导值，k是第一和第二反馈电流镜68、69的晶体管对的长宽比(W/L)。因此，通过适当筛选跨导放大器22a的晶体管，可以调整线性操作区域L和钳位区域S₁和S₂的宽度。

描述的电压转换器和对应的控制输出电压的方法具有一些优点。

对采样反馈信号使用适当的滤波，对误差放大级使用适当的跨导特性，能够作用在电压转换器的下述参数：

-对输出电压V_out在负载电流的宽范围内的调整的有效性，尤其是通过适当选择脉冲宽度T_c和均衡器级32的开关电容器滤波器的RC串联级34的时间常数；以及

-迅速响应瞬间负载变化并避免采样噪音，尤其是通过适当选择误差放大级22’的最大吸收电流和源电流和在对应跨导特性上临近线性操作区域L的钳位区域S₁和S₂的宽度。

尤其是，电压转换器的使用在电池充电器装置中特别有利，用于提供来自电源电压的经调整的输出电压(例如，等于12V)。

最后，很清楚可以对这里的说明和图解进行修改和变化，而不脱离所附权利要求限制的本发明的范围。

尤其是，强调了采样反馈信号的滤波和说明的跨导特性的使用能对电压转换器的调节参数独立地进行。然而，他们的结合使用对获得前述的优点相当有利。

此外，在电压转换器30中，可以直接从变压器的初级侧的初级绕组5得到与输出电压V_out的值相关的反馈信号V_fb。在这种情况下，可能不提供辅助绕组7，或者可以仅用来为控制电路12’提供自给(然而，说明的控制方法不变)。

可以不提供误差放大级22’中的CCE模块22b，在该情况下该应用不需要高的源电流和吸收电流。此外，误差放大级22’的跨导特性只具有大信号操作区域H₁、H₂(具有高电流)，例如，对于高吸收电流的大信号操作区域H₁、H₂，和因此仅一个靠近线性操作区域L的饱和区域(在该例中，饱和区域S2)中的一个。例如，这种情况可以出现在本申请不需要在输出具有高的源电流，而只需要高的吸收电流的情形。

此外，很明显可以为RC串联级34的滤波时间常数T_f提供不同的值，只要它们大于或等于脉冲宽度T_c。脉冲宽度T_c大于滤波时间常数T_f实际上会使控制回路不稳定，使均衡器级32带来的低通滤波效果忽略不计。

最后，重要的是本发明找到了在初级绕组上具有反馈并控制电流峰值的开关型电压转换器的一般应用，由此形成独立的：用于特定类型(即使在说明书特定参考中已经制成回扫型)的转换器(或者调节器或电源)；在固定或变化的开关频率处的电源和负载之间的能量转换形态(例如，作为输出负载的函数)；用于实现控制电路的单独功能模块的特定电路方案；控制开关的类型；以及在变压器的初级侧提供的反馈形态。