多电平QAM解调器、多电平QAM解调方法及无线通信系统

摘要

本发明提供了多电平QAM解调器、多电平QAM解调方法及无线通信系统。一种多电平QAM解调器包括：相位差计算单元，其基于相位旋转补偿后的公共相位信号和正交信号来计算相位差信号；相移量计算单元，其基于相位旋转补偿和相位噪声补偿后的公共相位信号和正交信号来计算指示相移程度的相移量；以及校正单元，其基于相移量来校正相位差信号。相位旋转是基于被校正单元校正后的相位差信号而针对相位噪声补偿执行的。

说明书

技术领域

本发明涉及多电平(多值)QAM解调器、多电平QAM解调方法及无线通信系统。更具体而言，本发明涉及对通过准同步检测获得的公共相位信号和正交信号进行相位旋转补偿和相位噪声补偿的多电平(多值)QAM解调器、多电平QAM解调方法及无线通信系统。

背景技术

在数字无线通信系统的解调电路中，针对相位噪声的测量已被采纳。相位噪声主要是由将调制信号的频带从中频(IF)频带转换到射频(RF)频带或从RF频带转换到IF频带时所采用的本地振荡器生成的。相位噪声构成无线通信的传输特性恶化的一个因素。

图1是与本发明的现有技术有关并补偿相位噪声的解调器的框图。如图1所示，解调器被配置成包括振荡器1、正交检测器2、模拟/数字转换器(以下称为“A/D”)3、相位比较器5、环路滤波器6、数控振荡器(以下称为“NCO”)7、平均电路(averaging circuit)8、相位校正值估计器9和两个相位旋转器4和10。在以下描述中，输入信号将被描述为多电平正交调幅(多电平QAM)信号，用于解调器的检测方法将被描述为准同步检测。另外，正交基带分量(公共相位信号和正交信号)将分别由标准记号“Ich”和“Qch”表示。

受相位噪声影响的IF频带信号(IF IN)被输入到执行多电平QAM解调器的准同步检测的正交检测器2中。输入信号(IF IN)通过来自实质上具有与载频相同的频率的本地振荡器1的输出被转换成模拟信号(Ich1，Qch1)。这种情况下，数字信号(Ich2，Qch2)不仅受由相位噪声引起的退化的影响，而且受由IF频率(输入信号(IF IN)的频率)和从振荡器1输出的本地频率之间的频率差造成的相位旋转的影响。

对相位旋转的补偿和对相位噪声的补偿将按此顺序被描述。

对相位旋转的补偿由相位旋转补偿电路执行。相位旋转补偿电路由载波环路控制器(载波PLL控制器)构成，载波环路控制器被配置成包括相位旋转器4、相位比较器5、环路滤波器6和NCO 7。

相位旋转器4将数字信号(Ich2，Qch2)与从NCO7输出的相位控制信号(cosO_N，sinO_N)进行复数相乘，从而收敛(converge)相位旋转。相位比较器5对从相位旋转器4获得的信号(Ich3，Qch3)进行符号确定以获得信号确定值(Ich4，Qch4)，并计算由信号(Ich4，Qch4)的正负号定义的极性信号(Di，Dq)以及由信号(Ich3，Qch3)和信号(Ich4，Qch4)之差定义的误差信号(Ei，Eq)。相位比较器5还通过极性信号(Di，Dq)和误差信号(Ei，Eq)来计算相位差信号Op(Op＝Dq·Ei—Di·Eq)，并将相位差信号Op输出到环路滤波器6。相位差信号Op的极性指示相位的超前或延迟，相位差信号Op的绝对值指示相位超前或延迟的程度。环路滤波器6平滑相位差信号Op并输出对应于载频差的信号O_L。NCO 7积累信号O_L，将积累的信号O_L转换成对应于角度的值O_N，并将对应于角度的正弦波和余弦波的值(cosO_N，sinO_N)作为第一相位控制信号输出到相位旋转器4。

接下来将描述对相位噪声的补偿。若因为相位噪声的影响，载波PLL控制器跟不上相移并出现载波相移，则该相移可以被相位差信号Op检测到。然而，由于热噪声的影响，相位差信号Op常常无法适当地指示相移的方向。因此，平均电路8用来平均相位差信号Op以抑制噪声的影响。图1所示的平均电路8、相位校正值估计器9和相位旋转器10构成相位噪声补偿电路。

相位校正值估计器9将从平均电路8输出的相位差信号的平均值(Op_ave)乘以所需增益α(以下称为“校正系数”)，从而将相位差信号与相位旋转角相关联。此后，对应于由“α·Op_ave”表示的角度信息的正弦波和余弦波的值(cosα·Op_ave，sinα·Op_ave)(以下称为“相位校正值”)作为第二相位控制信号被输出。相位旋转器10将信号(Ich3，Qch3)乘以值(cosα·Op_ave，sinα·Op_ave)，从而返回载波相移。通过这种方式，载波相移在从相位差信号Op中估计的相移量的基础上在载波PLL控制器的后续阶段中被校正，从而实现了对仅通过载波PLL控制器无法被校正的相位噪声的补偿。

作为与本发明有关的调制器的现有技术，日本专利申请早期公开(JP·A)No.2000-138722中公开了被配置成包括复数乘法器、相位误差检测器、平均电路、LPF和NCO的载波再生环(第[0060]段，图2)。JP·ANo.2002-158724中还公开了解调器中包含的C/N检测装置(图1)。JP-ANo.2003-018230中还公开了载波再生装置和相位噪声校正装置(图5和12)。载波再生装置包括复数乘法器、相位比较器、环路滤波器、数控振荡器(NCO)以及sinθ和cosθ发生器。

同时，对于将相位差信号的平均值(Op_ave)和相位校正值(α·Op_ave)相关联的校正系数α，存在最优值。对于图1所示的配置，由于校正系数α是规定值，因此要求事先考虑最优值。

另外，校正系数α取决于相位噪声特性，而相位噪声特性取决于振荡器的性能。因此，对于图1所示的配置，要求在振荡器性能的基础上调整校正系数的适当值。尤其是若振荡器变成另一个振荡器以跟踪RF频带的利用频率的变化时，则要求重新考虑校正系数α的最优值。进行重新考虑的操作要花费大量时间和劳动。

发明内容

本发明的一个示例性目的是在不知道基于振荡器的相位噪声特性的情况下实现相移校正。

根据本发明的第一示例性方面，提供了一种对通过准同步检测获得的公共相位信号和正交信号进行相位旋转补偿和相位噪声补偿的多电平(多值)QAM解调器，所述多电平QAM解调器包括：

相位差计算器，其基于相位旋转补偿后的公共相位信号和正交信号来计算相位差信号；

相移量计算器，其基于相位旋转补偿和相位噪声补偿后的公共相位信号和正交信号来计算指示相移程度的相移量；以及

校正单元，其基于相移量来校正相位差信号，

其中相位旋转是基于被校正单元校正后的相位差信号而针对相位噪声补偿执行的。

根据本发明的第二示例性方面，提供了一种多电平QAM解调器，其包括：

振荡器；

正交检测器，其通过使用来自振荡器的输出将输入信号转换成公共相位信号和正交信号；

相位旋转补偿电路，其补偿公共相位信号和正交信号的相位旋转；以及

相位噪声补偿电路，其补偿从相位旋转补偿电路输出的公共相位信号和正交信号的相位噪声，

其中相位旋转补偿电路包括：

第一相位旋转器，其在第一相位控制信号的基础上，旋转被正交检测器转换的公共相位信号和正交信号中的每一个的相位；以及

第一相位差计算器，其基于从第一相位旋转器输出的公共相位信号和正交信号来计算第一相位差信号，所述第一相位差信号用于获得第一相位控制信号，并且

所述相位噪声补偿电路包括：

第二相位旋转器，其在第二相位控制信号的基础上，旋转从第一相位旋转器输出的公共相位信号和正交信号中的每一个的相位；

第二相位差计算器，其基于从第二相位旋转器输出的公共相位信号和正交信号来计算第二相位差信号；

第一平均单元，其平均第一相位差信号并输出第一平均值；

第二平均单元，其平均第二相位差信号的绝对值并输出第二平均值；以及

相位控制器，其根据通过将第一平均值乘以使用第二平均值计算出的校正值而获得的角度信息来输出第二相位控制信号。

根据本发明的第三示例性方面，提供了对通过准同步检测获得的公共相位信号和正交信号进行相位旋转补偿和相位噪声补偿的多电平QAM解调器的解调方法，所述解调方法包括：

基于相位旋转补偿后的公共相位信号和正交信号来计算相位差信号；

基于相位噪声补偿后的公共相位信号和正交信号来计算指示相移程度的相移量；

基于相移量来校正相位差信号；以及

基于校正后的相位差信号来针对相位噪声补偿执行相位旋转。

根据本发明的第四示例性方面，提供了一种多电平QAM解调器的解调方法，所述多电平QAM解调器包括：振荡器；正交检测器，其使用来自振荡器的输出将输入信号转换成公共相位信号和正交信号；相位旋转补偿电路，其补偿公共相位信号和正交信号的相位旋转；以及相位噪声补偿电路，其补偿从相位旋转补偿电路输出的公共相位信号和正交信号的相位噪声，所述解调方法包括：

通过相位旋转补偿电路执行以下操作：

在第一相位控制信号的基础上旋转被正交检测器转换的公共相位信号和正交信号中的每一个的相位，基于相位旋转过的公共相位信号和相位旋转过的正交信号来计算第一相位差信号，并且使用第一相位差信号来获得第一相位控制信号；

通过相位噪声补偿电路执行以下操作：

在第二相位控制信号的基础上旋转从相位旋转补偿电路输出的公共相位信号和正交信号中的每一个的相位，基于相位旋转过的公共相位信号和相位旋转过的正交信号来计算第二相位差信号，平均第一相位差信号并输出第一平均值，平均第二相位差信号并输出第二平均值，并且根据通过将第一平均值乘以使用第二平均值计算出的校正值而获得的角度信息来获得第二相位控制信号。

附图说明

图1是根据本发明的现有技术对相位噪声进行补偿的解调器的框图；

图2是示出根据本发明的示例性实施例的解调器的配置的框图；

图3是示出根据本发明的第一示例的解调器的配置的框图；

图4是示出相位校正值估计器100的内部配置的框图；

图5A至5D是示出相位校正后的信号的星座示例的图示；

图6是示出根据本发明的第二示例的解调器的配置的框图；

图7是示出C/N估计器的配置的框图；

图8是示出在第一示例中使用的平均电路8的配置示例的框图；

图9是示出在第二示例中使用的平均电路301的配置示例的框图；并且

图10是示出根据本发明的第三示例的无线通信系统的配置的框图。

具体实施方式

下面将参考附图详细描述本发明的示例性实施例和示例性示例。

【示例性实施例】

图2是示出根据本发明的示例性实施例的解调器的配置的框图。图2所示的解调器包括第二相位旋转器10、相位差计算单元11、校正单元12、相移量计算单元13。

相位差计算单元11基于相位旋转补偿后的公共相位信号Ich3和正交信号Qch3来计算相位差信号。相移量计算单元13基于相位噪声补偿后的公共相位信号Ich5和正交信号Qch5来计算指示相移程度的相移量。校正单元12基于相移量来校正相位差信号。第二相位旋转器10在被校正单元12校正后的相位差信号的基础上对公共相位信号Ich3和正交信号Qch3进行相位旋转以用于相位噪声补偿。

在图1所示的解调器中，被平均电路8平均后的相位差信号被输入到相位校正值估计器9。相位比较器5和平均电路8充当相位差计算单元，相位校正值估计器9充当校正单元。由相位校正值估计器9进行的校正取决于相位噪声特性，而相位噪声特性取决于在频率转换中使用的本地振荡器的性能。另一方面，在该实施例中，解调器包括相移量计算单元13，校正单元12基于从相移量计算单元13输出的相移量来校正相位差信号，且第二相位旋转器10基于被校正单元12校正后的相位差信号来执行相位旋转。

因此，根据该实施例的解调器可以有利地进行适当的相位噪声补偿而无需知道振荡器所固有的相位噪声特性的差别。

接着，下面参考附图详细描述使用该实施例的解调器的示例性示例。

【第一示例】

图3是示出根据本发明的第一示例的解调器的配置的框图。图3所示的解调器被配置成除了图1所示解调器的构成要素之外还包括相位比较器101和平均电路102并用相位校正值估计器100取代图1所示的相位校正值估计器9。图4示出相位校正值估计器100的内部配置。在图3中，与图1所示要素相同的构成要素用相同的参考标号表示，这里不再描述。

根据第一示例的相位噪声补偿电路包括充当第一平均电路的平均电路8、充当第二相位旋转器的相位旋转器10、充当第二相位差计算器的相位比较器101以及充当第二平均电路的平均电路102。根据第一示例的相位旋转补偿电路包括充当第一相位旋转器的相位旋转器4、充当第一相位差计算器的相位比较器5、环路滤波器6以及NCO 7。相位校正值估计器100对应于图2的校正单元12，相位比较器5和平均电路8对应于图2的相位差计算单元11，相位比较器101和平均电路102对应于图2的相移量计算单元13。

将描述根据第一示例的解调器的与图1所示的那些要素不同的构成要素。

相位比较器101通过被相位旋转器10相移校正后的信号(Ich5，Qch5)来计算相位差信号O’p。平均电路102平均并输出该相位差信号O’p的绝对值|O’p|。因为相位差信号O’p的绝对值|O’p|指示相移的程度，所以该绝对值|O’p|被称为“相移量”。相移校正前的平均相位差信号Op_和通过相移校正后的信号获得的相移量的平均值|O’p|_ave被输入到相位校正值估计器。相移校正前的平均相位差信号Op_ave从平均电路8输出，并且相移量的平均值|O’p|_ave从平均电路102输出。

接下来参考图4来描述相位校正值估计器100的内部配置。延迟设备200由移位寄存器构成，将输入平均值|O’p|_ave延迟预定时间，并输出延迟后的平均值。比较器201工作以将当前的平均值|O’p|_ave与经由延迟设备200输入的平均值|O’p|_ave进行比较，从而监视|O’p|_ave的增加或减少。比较器201将比较结果输出到向上/向下计数器(Up/Down counter)202。

向上/向下计数器202基于从比较器201输出的比较结果来切换计数值的增加或减少。计数值按原样被输出到乘法器203作为校正系数α。注意，初始计数值是校正系数α的初始设定值。乘法器203将校正前的平均相位差信号Op_ave乘以校正系数α以将相位差信号与角度信息相关联。乘法器203将角度信息α·Op_ave输出到ROM 204。ROM 204输出与角度信息α·Op_ave相对应的正弦波和余弦波的值(cos(α·Op_ave)，sin(α·Op_ave))作为第二相位控制信号。相位旋转器10通过将信号(Ich3，Qch3)乘以值(cos(α·Op_ave)，sin(α·Op_ave))来校正载波相移。

延迟设备200、比较器201、向上/向下计数器202和乘法器203构成校正单元。

图5A示出根据本发明的第一示例的解调器执行的操作刚开始后的星座图。星座图上信号被从相位旋转器10输出的信号(Ich5，Qch5)相位校正，且假设调制方法为16QAM。另外，假设校正系数α的初始值为0，向上/向下计数器202启动后立刻增加计数值(校正系数α)。如图5A所示，相位校正在操作刚开始后不充分，且相位校正后的信号几乎与相位校正前的信号波动一样大。

图5B示出当逐渐运行相位校正以跟踪校正系数α的增加时的星座图。如图5B所示，虽然相移的影响未被完全去除，但是信号波动与图5A所示状态相比被抑制。因此，校正后的信号的平均相移量|O’p|_ave逐渐减小。此时，相位校正值估计器100中包含的比较器201确定某一时刻(t＝n)的相移量的平均值|O’p|⁽ⁿ⁾_ave小于该时刻之前时刻(t＝n—k)的平均值|O’p|^(n-k)_ave，并输出|O’p|⁽ⁿ⁾_ave<|O’p|^(n-k)_ave的确定结果。向上/向下计数器202基于该确定结果照原样(计数值增加)保持计数值增加或减少的方向，并按进一步增加的方向控制校正系数α。

通过增加校正系数α，相位校正后的值α·Op在逐渐上升的同时靠近最优值。图5C示出当相位校正后的值α·Op达到最优值时的星座图。如图5C所示，相位噪声被适当地校正并且星座图收敛到信号确定点。

此后，当向上/向下计数器202进一步增加计数值且校正系数α超过最优值时，过补偿(over-compensation)出现。图5D示出过补偿时的星座图。如图5D所示，由于将校正系数设得过高，因此信号受到由过度相位校正产生的相移的影响。此时，通过校正后的信号获得的相移量的平均值|O’p|_ave发散。因此，比较器201确定某一时刻(t＝n)的相移量的平均值|O’p|⁽ⁿ⁾_ave大于该时刻之前时刻(t＝n—k)的平均值|O’p|^(n-k)_ave，并输出|O’p|⁽ⁿ⁾_ave>|O’p|^(n-k)_ave的确定结果。向上/向下计数器202基于该确定结果将计数值增加或减少的方向设为与当前方向相反(计数值减小)，并按减少方向控制校正系数α。这样，基于从相位校正后的信号中检测的平均相移量|O’p|_ave的改变率，通过按减少平均相移量|O’p|_ave的方向重复地控制校正系数α的增大或减小，相位校正后的值α·Op收敛到最优值。

在第一示例中，对相位校正系数α的自适应控制被添加到图1所示的相位噪声校正电路上。因此，根据第一示例的解调器可以有利地进行适当的相位噪声补偿而无需知道振荡器所固有的相位噪声特性的差别。此外，根据第一示例，无需通过事先考虑来手动调整校正系数α的适当值，并且相位噪声的影响可以通过添加电路来数字地、自动地完全消除。另外，由于全数字化，解调器可以被构造到LSI中。

【第二示例】

图6是示出根据本发明的第二示例的解调器的配置的框图。在图6中，与根据第一示例的图3所示的那些要素相同的构成要素由相同的参考标号表示，这里不再描述。根据第二示例，如图6所示，解调器被配置成除了根据第一示例的构成要素之外还包括C/N(载噪比)估计器300，并分别用平均电路301和302取代平均电路8和102。平均电路301和302在功能上与平均电路8和102不同。C/N估计器300通过从相位比较器5输出的误差信号(Ei，Eq)来计算C/N估计值并输出C/N估计值。误差信号(Ei，Eq)是通过计算从相位旋转器4获得的信号(Ich3，Qch3)和通过对信号(Ich3，Qch3)进行符号确定而获得的信号确定值(Ich4，Qch4)之差来获得的。平均电路301和302的每一个基于该C/N估计值来控制在计算平均值时使用的遗忘系数(forgetting coefficient)。

图7是示出C/N估计器300的配置的框图。如图7所示，C/N估计器300被配置成包括平方单元500和501、加法器502和C/N转换器503。

平方单元500和501分别对输入误差信号Ei和Eq进行平方。加法器502对分别从平方单元500和501获得的误差信号Ei和Eq的平方值求和，并输出求和结果作为瞬时噪声功率估计值。C/N转换器503将平均信号功率除以从加法器502输出的瞬时噪声功率估计值，从而将平均信号功率转换成C/N估计值。

平均信号功率作为符号确定值(Pch4，Qch4)的均方值给出。因为符号确定值(Pch4，Qch4)是由调制方法唯一确定的已知值，所以平均信号功率也是已知值。因此，平均信号功率被预设为固定值。

图8是示出在第一示例中使用的平均电路8的配置示例的框图。如图8所示，平均电路8被配置成包括两个加法器401和402以及两个乘法器400和403。遗忘系数γ被事先设定给平均电路8。若遗忘系数γ设得较小，则待平均的信号的视数(apparent number)较大。通过执行平均，源自诸如热噪声之类的随机噪声的相位差信号所特有的误测的影响可以减轻，且相移检测精度得到改善。然而，若遗忘系数γ设得过小，则控制中使用的时间常数较大，且丢失相位噪声的即时运动的概率较高。因此，对于遗忘系数γ，存在最优值。

虽然图8示出平均电路8，但是平均电路102还包括位于图8所示的平均电路8的构成要素之前的绝对值转换电路。绝对值转换电路平均并输出相位差信号的绝对值。

图9是示出在第二示例中使用的平均电路301的配置示例的框图。虽然图9示出平均电路301，但是平均电路302还包括位于图9所示的平均电路301的构成要素之前的绝对值转换电路。绝对值转换电路平均并输出相位差信号的绝对值。

向上/向下计数器404的计算值即遗忘系数γ的增大或减小是基于C/N估计值来控制的。在C/N估计值低且热噪声占主导地位的区域，向上/向下计数器404的计算值减小以将遗忘系数γ设得更小，从而在牺牲对相位噪声的跟踪特性的同时减轻热噪声对相移检测的有害影响。在C/N估计值高且热噪声几乎可忽略的区域，向上/向下计数器404的计算值增大以将遗忘系数γ设得更大，从而运用控制以改善对相位噪声的跟踪特性。通过这种方式，根据第二示例的平均电路301可以根据C/N的改变来提供最优的相位噪声检测方法。

【第三示例】

在本发明的第三示例中，将描述使用根据上述第一或第二示例的解调器的无线通信系统。

图10是示出根据本发明的第三示例的无线通信系统的配置的框图。如图10所示，该无线通信系统包括：发送器/接收器601，所述发送器/接收器601将无线通信设备天线600接收的接收信号进行从RF频带到IF频带的频率转换，并输出频率转换后的信号；根据第一或第二示例的解调器602，对所述解调器602输入受相位噪声影响的IF频带中的信号；以及信号处理器603，所述信号处理器603将从解调器602输出的基带信号处理成语音信号和数据信号。从信号处理器603输出的基带信号经由调制器604和发送器/接收器601从天线600输出。

如到目前为止所述的，根据本发明的实施例示例的每一个解调器适用于各个数字无线通信系统，如无线基站或便携终端。

在不脱离本发明的精神或要求保护的特征的前提下，可以对本发明进行各式各样的修改。因此应该理解，前述实施例和示例是示意性的而不是限制性的。本发明的范围由权利要求的范围限定而不受说明书和摘要的限制。另外，属于本发明的权利要求范围的等效范围的所有修改和变动都位于本发明的范围内。

本申请基于2007年12月12日递交的日本专利申请No.2007-320897并要求其优先权，该申请的全部内容通过引用方式结合于此。