ST－MTCM网格图设置方法及调制方法

摘要

本发明公开了一种空时多格形编码调制网格图设置方法和空时多格形编码调制方法，在上述网格图设置方法中：在空时多格形编码调制网格图中，使得所有信号矩阵发射等概率，且都满足信号矩阵奇异值相等的条件；在空时多格形编码调制网格图中，使得所有并行传输分支上的信号矩阵间具有最大的F－范数Δ

说明书

技术领域

本发明涉及通信领域中的编码调制技术，具体地，涉及一种空时多格形编码调制(Space Time-Multiple Trellis Coded Modulation，ST-MTCM，或称为空时网格编码)网格图设置方法及ST-MTCM调制方法。

背景技术

近年来，空时编码作为一种有效地克服和改善无线通信环境中所存在的多径衰落和接收信号性能的方法而倍受关注。其中，空时多格形编码(ST-MTCM)更是因为可以有效地提高信道容量，并且同时具有空间分集增益和编码增益而受到广大学者和工程技术人员的青睐。

空时网格编码的设计目的是编码增益和发射分集增益的最大化，因此，当评估一种空时网格编码方案的性能是否优秀的时候，需要综合考虑该方案可获得的编码增益和发射分集增益。目前，在空时网格码的设计过程中，用以度量不同码字矩阵的距离标准是：乘积距离和逐符号汉明距离。

D.Mihai在文献[From theory to practice：an overview of MIMOspace-time coded wireless systems[J].IEEE Journal on selected areasin communications，2003，21(4)：281-302.]中给出：乘积距离在本质上并不是一种真正的距离量度，因而不能完全反映不同码字矩阵间真正的距离特性。采用这种伪距离作为空时网格码的设计准则会使得设计结果缺乏可靠性。而事实上，现有的空时网格码设计无法在获得满分集增益的同时获得最大的编码增益。

发明内容

考虑到相关技术中存在的空时网格码设计由于采用乘积距离而无法在获得满分集增益的同时获得最大便码增益的问题而提出本发明，为此，本发明旨在提供一种空时多格形编码调制(ST-MTCM)网格图设置方法及空时多格形编码调制方法。

根据本发明，首先提供了一种空时多格形编码调制网格图设置方法。

该方法包括如下操作：在空时多格形编码调制网格图中，使得所有信号矩阵发射等概率，且都满足信号矩阵奇异值相等的条件；在空时多格形编码调制网格图中，使得所有并行传输分支上的信号矩阵间具有最大的F-范数Δ₂；在空时多格形编码调制网格图中，使得开始于同一状态的传输分支或到达同一状态的传输分支上的信号矩阵间具有次大的F-范数Δ₁。

其中，在上述方法中，对于差分相移键控调制，并行传输分支上的信号矩阵取自信号子集D⁰、D¹、D²、或D³。对于开始于同一状态的传输分支或到达同一状态的传输分支，其分配的信号矩阵取自信号子集B⁰、或B¹。

另外，在空时多格形编码调制网格图中，每个传输分支对应于在N天线上连续发射的P个符号，其中，N>1，P>1。在本发明的空时多格形编码调制网格图中，优选地，P＝2。

在上述方法中，如果编码器的状态数为2^S，且编码器每次提取m个信息比特作为编码输入，m>s，则在空时多格形编码调制网格图中，每一对状态间存在2^m-s条并行传输分支。

根据本发明，还提供了一种空时多格形编码调制方法。

该方法包括以下操作：输入比特，并对输入的比特信息进行串并变换；通过如下处理设置空时多格形编码调制网格图：在空时多格形编码调制网格图中，使得所有信号矩阵发射等概率，且都满足信号矩阵奇异值相等的条件；在所述空时多格形编码调制网格图中，使得所有并行传输分支上的信号矩阵间具有最大的F-范数Δ₂；在所述空时多格形编码调制网格图中，使得开始于同一状态的传输分支或到达同一状态的传输分支上的信号矩阵间具有次大的F-范数Δ₁；依据空时多格形编码调制网格图的设置，从已经根据星座图调制方式映射后的状态矩阵集中选择对应的矩阵；将选择好的状态对应的星座点数据发送到相应的发射天线进行发射。

同传统的ST-TCM编码方法相比，本发明所采用的ST-MTCM编码方法的编码冗余不仅体现在空间上(发射天线数>1)，还体现在时间上(每个网格分支上传输的调制符号数>1)，通过本发明，通过确定ST-MTCM网格图中每个格形分支上传输的最优T×N码字矩阵结构，并采用Ungerboeck的星座扩展和集合分割思想，可以在获得满分集增益的同时得到最优的编码增益。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1(a)是根据本发明实施例的QPSK(差分相移键控)调制ST-2TCM的网格图MPSK(多进制数字相位调制)的示意图；

图1(b)是图1(a)对应的QPSK信号星座图；

图2(a)是根据本发明实施例的发射天线数为2的2状态ST-MTCM(P＝2)的示意图；

图2(b)是图2(a)对应的8PSK信号星座图；

图3是根据本发明实施例的QPSK调制的ST-MTCM(P＝2)的集合分割示意图；

图4是根据本发明实施例的空时多格形编码调制网格图设置方法的流程图；

图5是根据本发明实施例的空时多格形编码调制方法的流程图；

图6是本发明的仿真效果图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明，应当理解，此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

根据本发明实施例，提供了一种空时多格形编码调制(ST-MTCM)网格图设置方法。

首先，图1(a)示出了QPSK调制ST-2TCM的网格图，如图1(a)所示，编码器每次提取m＝2个信息比特作为输入。每个状态有2m＝4个输出分支。

在图1(a)中，每个网格传输分支由2×2的Alamouti矩阵$C_i=\left(\begin{array}{cc}{x}_t^1& x_{t+1}^1\\ x_t^2& x_{t+!}^2\end{array}\right)$(其中i＝0，1，2，3，4，5，6，7)标识，矩阵的第一行和第二行分别表示由天线1和天线2发射的QPSK符号序列和图1(b)为QPSK信号星座图及信号点的复数形式。

表1为图1(a)所示QPSK调制ST-2TCM的网格图中的分支传输矩阵集合。

表1

图2(a)为根据本发明实施例的发射天线数为2的2状态ST-MTCM(P＝2)8PSK调制的网格图。图2(b)所示为8PSK信号星座图。由于ST-MTCM(P＝2)编码器每次提取m＝2个信息比特作为输入，所以ST-MTCM(P＝2)中的分支传输矩阵集合大小为：2^m×p/P＝8。表2所示为采用8PSK调制的2状态ST-2TCM的网格图中分支传输矩阵集合列表。表2中的调制信号为图2(a)中的四个点：{0，2，4，6}，调制信号点也可取图2(a)中的另外四个奇数点：{1，3，5，7}，两者获得的编码增益相同。

表2为图2(a)所示8PSK调制ST-2TCM的网格图中的分支传输矩阵集合。

表2

根据Ungerboeck集合分割的思想，可将表1、表2看作具有8个信号点的信号星座集合，其中的8个矩阵为该信号星座中的八个信号星座点。根据集合中两两信号点间的F-范数的大小，对该信号集合进行连续的集合分割。

接下来，图3示出了采用QPSK调制的ST-MTCM(P＝2)的集合分割示意图。图中Δ_i(i＝0，1，2)表示经过i级分割后子集内信号点间的最小F-范数，且Δ₀<Δ₁<Δ₂。如图3所示，B⁰＝(C₀，C₁，C₄，C₅)，B¹＝(C₂，C₃，C₆，C₇)，D⁰＝(C₀，C₁)，D¹＝(C₄，C₅)，D²＝(C₂，C₃)，D³＝(C₆，C₇)。

基于上述内容，考虑一个发射天线数为N，其中，N>1，编码器状态数为2^S的ST-MTCM编码环境。如果编码器每次提取m个信息比特作为编码输入，且m>s，则在编码器的网格图中，每一对状态间存在2^m-s条并行传输分支。在ST-MTCM的网格图中，每个传输分支对应于在N天线上连续发射的P个符号，P>1。

这样，在本发明实施例的空时多格形编码调制(ST-MTCM)网格图设置方法中，根据如下处理来设置状态图的转移规则：

(1)在空时多格形编码调制(ST-MTCM)(P＝2)网格图中，使得所有信号矩阵发射等概率，且都满足信号矩阵奇异值相等的条件(图4所示的步骤S402)；

(2)在空时多格形编码调制网格图中，使得所有并行传输分支上的信号矩阵间具有最大的Frobenius范数(简称为F-范数)Δ₂；其中，对于QPSK调制，并行传输分支上的信号矩阵取自信号子集D⁰、D¹、D²、或D³(图4所示的步骤S404)；

(3)在空时多格形编码调制网格图中，使得开始于同一状态的传输分支或到达同一状态的传输分支上的信号矩阵间具有次大的F-范数Δ₁，其中，对于开始于同一状态的传输分支或到达同一状态的传输分支，其分配的信号矩阵取自信号子集B⁰、或B¹(图4所示的步骤S406)。

根据本发明实施例，还提供了一种空时多格形编码调制方法，其优选地使用上述的空时多格形编码调制网格图设置方法。

图5为根据本发明实施例的空时多格形编码调制方法的流程示意图。

以两天线为例，首先输入比特(步骤S502)，并对输入的信息比特通过串并变换变成两路(步骤S504)，

之后，通过如下处理设置空时多格形编码调制网格图(步骤S506)：

(1)在空时多格形编码调制(ST-MTCM)(P＝2)网格图中，使得所有信号矩阵发射等概率，且都满足信号矩阵奇异值相等的条件；

(2)在空时多格形编码调制网格图中，使得所有并行传输分支上的信号矩阵间具有最大的Frobenius范数(简称为F-范数)Δ₂；其中，对于QPSK调制，并行传输分支上的信号矩阵取自信号子集D⁰、D¹、D²、或D³；

(3)在空时多格形编码调制网格图中，使得开始于同一状态的传输分支或到达同一状态的传输分支上的信号矩阵间具有次大的F-范数Δ₁，其中，对于开始于同一状态的传输分支或到达同一状态的传输分支，其分配的信号矩阵取自信号子集B⁰、或B¹；

接下来，依据空时多格形编码调制网格图的设置，从已经根据星座图调制方式映射后的状态矩阵集中选择对应的矩阵(步骤S508)，最后将选择好的状态对应的星座点数据送到相应的发射天线上去发射。

图6是本发明的仿真效果图。其中，仿真采用2发2收天线，数据帧的长度为L＝130个调制符号。具体地，图6为准静态Rayleigh衰落信道模型下(信道的衰落系数在帧长为130个调制符号的持续时间上保持不变，在帧与帧之间是独立变化的)，根据本发明实施例的ST-CodeN编码方法与传统的ST-Codeq以及ST-Codef编码方法在不同信噪比条件下误帧率的比较。

从图6可以看出，显然，在接收天线数M＝2的情况下，ST-CodeN编码方案的误帧率优于传统的ST-Codeq以及ST-Codef编码方法；提高调制信号的阶数可以进一步改善ST-Codeq的性能，但对于ST-CodeN编码方法而言，采用QPSK调制与采用8PSK调制所获得的误帧率相同。同时，根据本发明实施例的ST-CodeN编码方法无论采用QPSK调制或是8PSK调制，其F-范数${\left|\right|D_{\mathrm{ex}}\left|\right|}_F^2=16.$而传统的ST-Codeq编码方法在采用QPSK调制时的F-范数${\left|\right|D_{\mathrm{ex}}\left|\right|}_F^2=12,$而在采用8PSK调制时的F-范数增为${\left|\right|D_{\mathrm{ex}}\left|\right|}_F^2=13.7.$

如上所述，同传统的ST-TCM编码方法相比，本发明所采用的ST-MTCM编码方法的编码冗余不仅体现在空间上(发射天线数>1)，还体现在时间上(每个网格分支上传输的调制符号数>1)，借助于本发明，通过确定ST-MTCM网格图中每个格形分支上传输的最优T×N码字矩阵结构，并采用Ungerboeck的星座扩展和集合分割思想，可以在获得满分集增益的同时得到最优的编码增益。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。