交流电源装置以及交流电源装置用集成电路

摘要

本发明提供交流电源装置以及交流电源装置用集成电路。具备：将直流电源(Vin)的直流电力变换为交流电力的开关元件(Q1、Q2)；将通过开关元件变换而得的交流电力的电压变换为其它电压的变压器(T1)；与变压器的输出端子连接的负载(20)；第1检测电路(30)，检测表示提供给负载的电力的第1电气信号；第2检测电路(40)，检测表示直流电源的电压的第2电气信号；反馈电路(50)，根据通过第1检测电路检测出的第1电气信号和通过第2检测电路检测出的第2电气信号，生成反馈信号；控制电路(10)，根据来自反馈电路的反馈信号生成控制信号，通过控制信号控制开关元件的导通/断开，以使提供给负载的电力达到规定值。

说明书

技术领域

本发明涉及对负载供给交流电力的交流电源装置以及交流电源装置用集成电路，尤其涉及对作为负载的放电灯供给交流电力来使其点亮的放电灯点亮装置。

背景技术

作为交流电源装置的逆变器一般以几十kHz的频率产生几百V～一千几百V的电压，将该电压施加在放电灯、例如作为冷阴极管的CCFL(ColdCathode Fluorescent Lamp)上使其点亮。因此成套地使用放电灯和逆变器。

逆变器由以下各部构成：直流电源；由将直流电源的直流电力变换为交流电力的开关元件构成的桥电路；将通过桥电路变换所得的交流电力的电压升压，使放电灯点亮的升压变压器；检测流过放电灯的电流的电流检测电路；根据由电流检测电路检测出的电流使开关元件导通/断开，以使该电流达到规定值的控制电路及其反馈环路。

此外，有时在升压变压器的1次和2次线圈间具有绝缘功能、有时不具有绝缘功能，前者被称为绝缘型系统，后者被称为非绝缘型系统。

非绝缘系统使系统整体作为2次侧来工作。一般作为逆变器的输入电源而使用其前级的DC/DC变换器的电压。该电压通过DC/DC变换器已经被绝缘，因此是2次侧电压。另外，输入已经由DC/DC变换器控制过的电压，因此从逆变器看来输入电压为大体固定值，不需要考虑增大输入变化范围。另外，由于不需要使升压变压器具有绝缘功能，因此减少了安全标准上的制约，可以小型、廉价地实现非绝缘型系统。

但是，由于需要DC/DC变换器，因此电力变换级为两段(DC/DC变换器和逆变器)，非绝缘型系统在效率方面不利，在DC/DC变换器的价格方面也不利。

另一方面，在绝缘型系统中，作为逆变器的输入电源可以直接使用将交流电压整流后得到的电压。电力变换级为一段，所以绝缘型系统在效率方面是有利的，另外由于可以删除DC/DC变换器，所以在价格方面也有利。但是，由于逆变器的输入电压是对交流电压整流后所得到的电压本身，因此电压变化范围大。因此难以将放电灯中流过的输出电流控制为固定值。

另外，放电灯、尤其是冷阴极管的逆变器一般具有负电阻特性。另外，冷阴极管的亮度特性很大程度上受到流经冷阴极管的电流的支配，因此通常控制冷流经阴极管的电流值。例如，调整桥电路的开关元件的频率或导通/断开的占空比(duty ratio)来改变发送至变压器的功率，由此控制冷阴极管的电流值。

但是，在最近的液晶TV等中，在很多情况下逆变器的驱动频率和TV装置内的控制部的时钟频率的干扰成为问题。因此，要求固定在不引起该干扰的频率的控制。在这种情况下，使用PWM控制作为桥电路的开关元件的控制方法。PWM控制一边使串联连接在直流电源的两端的高端的开关元件和低端的开关元件交替导通/断开，一边使其导通宽度变化(即改变导通的占空)来控制输出功率。导通宽度越大，输出功率变得越大。

另一方面，有时作为逆变器的输入电压的直流电压的值发生变化。例如在笔记本个人计算机等中，根据电池驱动和适配器驱动，输入电压大幅变化，有时存在8V～20V左右的电压变化。另外，在液晶TV、液晶监视器等中，在直接使用将交流电压整流而得的电压的系统等情况下也会有较大的电压变化。在交流电压为较大范围的输入规格等时，会有更大的电压变化。

即使像这样在输入电压中存在变化，通过桥电路的PWM控制，在输入电压较小时增大占空，在输入电压较大时减小占空，由此也可以理想地将放电灯的电流控制为固定。但是有时由于输入电压的变化，放电灯的电流也发生变化。作为其原因，主要考虑到以下几点。第一，反馈环路的增益较小。第二，检测出的放电灯的电流波形变化，导致检测值发生变化。于是，由于放电灯的电流的变化，放电灯的亮度发生变化。

另外，在特开平6-68979号公报中公开了一种放电灯点亮装置，即使由于输入电压的变化等导致提供给点亮电路的电压变化，也始终保持稳定的明亮度的放电灯的点亮。该放电灯点亮装置向负载供给规定的电流，设有：检测流过开关电路的电流，将检测出的电流值与决定放电灯的调光值的电流值进行比较，输出对应于该电流值的差的电压的比较器；振荡频率根据来自比较器的电压而变化的振荡电路；以及根据振荡电路的振荡频率，使开关元件导通/断开的控制电路。在该装置中，为了使流经负载的电流不由于电源电压的变化而变化，需要增大上述结构的反馈环路的增益(与比较器的增益相当)。

发明内容

然而，在上述专利文献的技术中，当增大环路增益时难以确保相位余量和增益余量，对应于负载的变化或电源电压的变化，控制变得不稳定的情况较多。特别是在为了进行调光而进行突发(burst)时，控制变得非常不稳定。

本发明提供一种交流电源装置以及交流电源装置用集成电路，其不发生环路增益的过大设定等导致的不稳定的控制，可以防止流经负载的输出电流的变化。

为了解决上述问题，本发明的交流电源装置的主要特征在于具备：直流电源；开关元件，其将所述直流电源的直流电力变换为交流电力；变压器，其将通过所述开关元件变换后的交流电力的电压变换为其它电压；负载，其与所述变压器的输出端子连接；第1检测电路，其检测表示提供给所述负载的电力的第1电气信号；第2检测电路，其检测表示所述直流电源的电压的第2电气信号；反馈电路，其根据通过所述第1检测电路检测出的所述第1电气信号和通过所述第2检测电路检测出的所述第2电气信号生成反馈信号；以及控制电路，其根据来自所述反馈电路的反馈信号生成控制信号，通过该控制信号控制所述开关元件的导通/断开，以使提供给所述负载的电力达到规定值。在此，所谓提供给本发明的负载的电力，表示点亮后的负载端子电压、流经负载的电流、或者它们的积。

本发明的交流电源装置用集成电路的主要特征在于，将上述交流电源装置的所述控制电路、所述反馈电路和所述第2检测电路中的至少一个设置在同一半导体基板上。

附图说明

图1是本发明的交流电源装置的基本原理电路图。

图2是表示本发明的交流电源装置的补偿前后的调节特性的图。

图3是本发明的交流电源装置的实施例1的电路图。

图4是表示基于本发明的交流电源装置的实施例1的补偿信号生成电路的调节特性补偿方法的图。

图5是本发明的交流电源装置的实施例1的变形例的电路图。

图6是表示实施例2的交流电源装置的占空比的平均值及其反相特性的图。

图7是本发明的交流电源装置的实施例2的电路图。

图8是本发明的交流电源装置的实施例2的变形例的电路图。

图9是本发明的交流电源装置的实施例2的变形例的具体电路图。

图10是表示在本发明的交流电源装置的实施例2的变形例的具体电路中，使输入电压变化时的补偿信号生成电路的调节特性的图。

图11是本发明的交流电源装置的实施例3的电路图。

图12是本发明的交流电源装置的实施例4的电路图。

图13是本发明的交流电源装置的实施例5的电路图。

图14是本发明的交流电源装置的实施例5的具体电路图。

图15是图14所示的实施例5的具体电路的IC化的例子。

图16是本发明的交流电源装置的实施例6的电路图。

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的交流电源装置的实施方式。

(本发明的基本原理的构成)

图1是本发明的交流电源装置的基本原理电路图。在此，作为交流电源装置的一例，负载是由冷阴极管构成的放电灯，以点亮该放电灯的放电灯点亮装置为例进行说明。

在图1所示的放电灯点亮装置中，在直流电源Vin的两端连接了由N型MOSFET构成的开关元件Q1和由N型MOSFET构成的开关元件Q2的串联电路。开关元件Q1和开关元件Q2将直流电源Vin的直流电变换为交流电。开关元件Q1通过从控制电路10发送来的控制信号，经由电平位移电路19被接通/断开。开关元件Q2通过从控制电路10发送来的控制信号被接通/断开。

在开关元件Q2的漏极-源极间连接了将由变压器T1的一次线圈P1和漏电感(leakage inductance)构成的电抗器Lr1(未图示)与电流谐振用的电容器C1串联连接而形成的串联电路。

此外，在图1中电抗器Lr1由变压器T1的一次线圈P1和二次线圈S1之间的漏电感构成，是用于负责谐振动作的电感。在变压器T1的二次线圈S1的两端串联连接了放电灯20和检测流经放电灯20的电流的电流检测电路30。变压器T1使变换而得的交流电压升压来点亮放电灯20。

电流检测电路30对应于本发明的第1检测电路，其由与放电灯20串联连接的二极管D1和电阻R1的串联电路、以及与该串联电路并联连接的二极管D2构成，检测流经放电灯20的电流并输出至加法电路50。补偿信号生成电路40对应于本发明的第2检测电路，生成用于针对直流电源Vin的电压变化，将流经放电灯20的输出电流控制为固定值的补偿信号，并将该补偿信号输出至加法电路50。

加法电路50对应于本发明的反馈电路，在基于通过电流检测电路30检测出的电流值的电压上加上基于来自补偿信号生成电路40的补偿信号的电压，输出至控制电路10的误差放大器11的反相端子。控制电路10具有误差放大器11和比较电路13，根据来自加法电路50的电压，使开关元件Q1、Q2接通/断开，以使流经放电灯20的电流成为规定值。

误差放大器11对同相端子的基准电压Vr和反相端子的来自加法电路50的电压的误差电压进行放大，将误差电压信号输出至比较电路13。比较电路13对来自误差放大器11的误差电压信号(反馈信号)和三角波信号进行比较，生成具有规定的死区时间(dead time)、相位差为180°的两个PWM信号，将一个PWM信号输出至电平位移电路19，将另一个PWM信号输出至开关元件Q2。

接着，详细说明基于补偿信号生成电路40的、放电灯20的电流的调节(regulation)特性的改善方法。在图2(a)所示的调节特性(补偿前)中，成为随着输入电压Vin增大开关元件Q1、Q2的栅极信号的占空比减小，当输入电压减小时栅极信号的占空比增大的动作。这是正确的动作。

但是，由于“减小”、“增大”该占空比的动作不充分，无法将放电灯20的电流保持为固定值。因此，如图2(b)所示的调节特性(补偿后)那样，当占空比较小时进一步“减小”，当占空比较大时进一步“增大”即可。

为此，在这里，加法电路50在通过电流检测电路30检测出的放电灯20的电流检测值上，如下述那样加上来自补偿信号生成电路40的正的补偿值。

控制电路10识别出放电灯20的电流已增加，减小占空比来使放电灯20的电流减小，因此利用该特征。即，补偿信号生成电路40当输入电压较小时(即占空比较大时)，将较小的补偿值输出至加法电路50。加法电路50在放电灯20的电流检测值上加上来自补偿信号生成电路40的较小的补偿值，输出至误差放大器11的反相端子。因此，误差放大器11的输出上升，所以可以进一步增大占空比。

另一方面，补偿信号生成电路40当输入电压较大时(即占空比较小时)，将较大的补偿值输出至加法电路50。加法电路50在放电灯20的电流检测值上加上来自补偿信号生成电路40的较大的补偿值，输出至误差放大器11的反相端子。因此，误差放大器11的输出减少，所以可以进一步减小占空比。

于是，根据实施例1的交流电源装置，将通过补偿信号生成电路40生成的补偿信号经由加法电路50输入控制电路10。即，通过将直流电源Vin的输入电压的变化输入控制电路10，即使减小误差放大器11的环路增益，也可以通过输入电压的变化来防止输出电流变化。由此，不会出现由于环路增益的增大导致的不稳定的控制(振荡、摆动(hunting)、超调(overshoot)等)，控制稳定。

实施例1

图3是本发明的交流电源装置的实施例1的电路图。图4是表示基于本发明的交流电源装置的实施例1的补偿信号生成电路的调节特性补偿方法的图。实施例1的交流电源装置的特征在于，补偿信号生成电路40a由反相器41和电压平均值生成电路43构成。其它结构与图1所示的结构相同，因此对相同部分标记相同符号。

反相器41输入开关元件Q2用的栅极信号并使该栅极信号反相。此外，也可以代替开关元件Q2用的栅极信号而使开关元件Q1用的栅极信号反相。反相器41例如通过使图4(a)所示的占空比为50％或20％的栅极信号反相，得到图4(b)所示的占空比反相后的脉冲信号。

电压平均值生成电路43求出通过反相器41被反相后的开关元件Q2用的栅极信号的电压平均值。电压平均值生成电路43例如求出图4(b)所示的将占空比为50％或20％的栅极信号反相后的脉冲信号的电压平均值。因此，如图4(c)所示，当占空比较小时电压平均值成为较大的值，当占空比较大时电压平均值成为较小的值。将该电压平均值作为补偿信号发送至加法电路50。

加法电路50把来自电压平均值生成电路43的电压平均值和放电灯20的电流的检测值相加，输出至控制电路10的误差放大器11的反相端子。即，进行反馈控制。

由此，当占空比较小时(输入电压较大时)进一步减小占空比，当占空比较大时(输入电压较小时)进一步增大占空比。从而，如图2(b)所示，即使输入电压变化，放电灯20的输出电流也成为固定值。即，可以改善放电灯20的电流的调节特性。

于是，通过将直流电源Vin的输入电压的变化输入控制电路10，即使减小误差放大器11的环路增益，也可以通过输入电压的变化防止输出电流变化。由此不会出现由于环路增益的增大而导致的不稳定的控制，控制稳定。

(实施例1的变形例)

图5是本发明的交流电源装置的实施例1的变形例的电路图。图5所示的实施例1的变形例的交流电源装置，相对于图3所示的实施例1的交流电源装置，其特征在于还在控制电路10和电平位移电路19之间设置绝缘电路61，在控制电路10和开关元件Q2之间设置绝缘电路62。

由此，可以在得到实施例1的交流电源装置的效果的同时，实现变压器T1的输入侧和2次侧的控制电路10之间的绝缘。

实施例2

图6是表示实施例2的交流电源装置的占空比的平均值将其反相特性的图。图7是本发明的交流电源装置的实施例2的电路图。实施例2的交流电源装置特征在于，补偿信号生成电路40b由电压平均值生成电路43和反相器41构成。其它结构与图1所示的结构相同，因此对相同部分标记相同符号。

电压平均值生成电路43求出开关元件Q2用的栅极信号的电压平均值。该电压平均值如图6(a)所示，与占空比的大小成正比例地增大。反相器41把来自电压平均值生成电路43的电压平均值反相，将反相后的电压平均值作为补偿信号发送至加法电路50。反相后的电压平均值如图6(b)所示，当占空比较小时反相后的电压平均值成为较大值，当占空比较大时反相后的电压平均值成为较小值。

加法电路50把来自反相器41的电压平均值与放电灯20的电流的检测值相加，输出至控制电路10的误差放大器11的反相端子。即，进行反馈控制。从而得到与实施例1的交流电源装置的效果相同的效果。

(实施例2的变形例)

图8是本发明的交流电源装置的实施例2的变形例的电路图。图8所示的实施例2的变形例的交流电源装置，相对于图7所示的实施例2的交流电源装置，特征在于还在控制电路10和电平位移电路19之间设有绝缘电路61，在控制电路10和开关元件Q2之间设有绝缘电路62。

由此，可以在得到实施例2的交流电源装置的效果的同时，实现变压器T1的输入侧和2次侧的控制电路10之间的绝缘。

(实施例2的变形例的具体例)

图9是本发明的交流电源装置的实施例2的变形例的具体电路图。在图9中，在控制电路10和开关元件Q1之间设置了作为绝缘电路的光耦合器(photocoupler)PC61a，在控制电路10和开关元件Q2之间设置了作为绝缘电路的光耦合器PC62a。

电压平均值生成电路43具有由电阻R2和电容器C2构成的积分电路，通过电阻R2和电容器C2对开关元件Q2用的栅极信号实施平均处理，输出电压平均值。

在反相器41中，在反相部42的同相端子与大地之间连接电阻R4，另外，在反相部42的同相端子与大地之间连接了电阻R3和基准电压Ve的串联电路。反相部42的反相端子经由电阻R5，与电阻R2和电容器C2的连接点相连。在反相部42的反相端子和输出端子之间连接了电阻R6。反相器41在反相部42的同相端子上施加通过电阻R3和R4对基准电压Ve分压所得到的电压，在反相端子上经由电阻R5施加来自电压平均值生成电路43的电压平均值，将电压平均值反相后输出。

加法电路50由在反相部42的输出端子上连接的电阻R7、在电流检测电路30的输出端子(电阻R1和二极管D1的连接点)上连接的电阻R8、在电阻R7和电阻R8的连接点与大地之间连接的电阻R9构成，将经由电阻R7来自反相器41的电压平均值、和基于经由电阻R8来自电流检测电路30的电流检测值的电压相加，经由电阻R10输出至误差放大器11的反相端子。

图10表示在本发明的交流电源装置的实施例2的变形例的具体电路中，使输入电压变化时的补偿信号生成电路的实际的调节特性。图10(a)表示输入电压[V]和补偿前后的占空比[％]和补偿前后的输出电流iout[mA]。图10(b)通过曲线图表示输入电压[V]和补偿前后的占空比[％]和补偿前后的输出电流iout[mA]。输入电压的变化是150V、220V、265V，rms表示有效值。

由图10可知，当补偿前的占空比较小时，补偿后的占空比进一步减小，当补偿前的占空比较大时，补偿后的占空比进一步增大。另外，由图10可知，即使输入电压变化，放电灯20的输出电流也是固定值，是理想的调节。

实施例3

在上述的实施例1和实施例2的交流电源装置中，作为开关元件Q1、Q2，使用了例如N型MOSFET或NPN晶体管等那样在栅极和基极上输入高电平时导通的元件。

与此相对，也有如P型MOSFET和PNP晶体管等那样反逻辑的开关元件。这些元件在栅极信号是低电平时导通，因为可以容易地构成电平位移电路，所以很多情况下被用作高端用的开关元件。

因此，在实施例3中如图11所示，特征在于由低端用的N型MOSFET构成开关元件Q2，由高端用的P型MOSFET构成开关元件Q1。

另外，控制电路10a的特征在于，作为控制信号将N型MOSFET用的栅极信号输出至开关元件Q2，将与N型MOSFET用的栅极信号具有180°的相位差、并且通过反相器15被反相的P型MOSFET用的栅极信号输出至开关元件Q1，同时将P型MOSFET用的栅极信号输出至平均值信号生成电路43。

这样，根据实施例3的交流电源装置，将与N型MOSFET用的栅极信号具有180°的相位差、并且反相后的P型MOSFET用的栅极信号输出至平均值信号生成电路43，因此不需要使栅极信号反相，平均值信号生成电路43可以仅通过将栅极信号平均来作为补偿信号输出到加法电路50。因此不需要反相器41，结构变得简单。

(实施例3的变形例)

相对于图11所示的实施例3的交流电源装置，还可以在控制电路10和电平位移电路19之间设置绝缘电路61，在控制电路10和开关元件Q2之间设置绝缘电路62。

由此，可以在得到实施例3的交流电源装置的效果的同时，实现变压器T1的输入侧和2次侧的控制电路10间的绝缘。

根据以上的实施例1至实施例3的交流电源装置，着眼于直流电源Vin的输入电压的变化与开关元件Q1、Q2的栅极信号的占空比的变化形态相似，可以不检测输入电压，而仅通过栅极信号进行输出电流的补偿。

即，可以完全仅在2次侧(控制侧)进行输出电流的补偿。因此，特别在绝缘型系统的情况下，可以不进行1次侧和2次侧间的信号的交换地进行补偿。另外，可以减小由于输入电压的波动(ripple)所导致的输出电流的波动。

实施例4

图12是本发明的交流电源装置的实施例4的电路图。实施例4的交流电源装置的特征在于，在1次侧检测直流电源Vin的输入电压，通过设置在2次侧的补偿信号生成电路45以及控制电路10进行输出电流的补偿，改善了调节特性。

图12所示的交流电源装置，相对于图1所示的交流电源装置，特征在于，设置了电压检测电路31和由绝缘晶体管或光耦合器等构成的绝缘电路61～63，同时代替补偿信号生成电路40而设置了补偿信号生成电路45。其它结构和图1所示的结构相同，对相同部分标记相同符号。

电压检测电路31被设置在变压器T1的1次侧，检测直流电源Vin的电压。绝缘电路63将通过电压检测电流31检测出的直流电源Vin的电压绝缘地输出至补偿信号生成电路45。

补偿信号生成电路45根据经过绝缘电路63由电压检测电路31检测出的直流电源Vin的电压生成补偿信号。加法电路50将通过电流检测电路30检测出的电流检测值与来自补偿信号生成电路45的补偿信号相加，输出至控制电路10的误差放大器11的反相端子。

这样，根据实施例4的交流电源装置，在1次侧检测出直流电源Vin的输入电压，通过设置在2次侧的补偿信号生成电路45以及控制电路10进行输出电流的补偿，可以改善调节特性。

实施例5

图13是本发明的交流电源装置的实施例5的电路图。图13所示的交流电源装置的特征在于，代替图1所示的交流电源装置的补偿信号生成电路40，而设置将控制电路10b内的误差放大器11的输出电压反相，将该反相信号输出至加法电路50的反相器41(反相信号生成电路)。其它结构和图1所示的结构相同，对相同部分标记相同符号。

反相器41将误差放大器11的输出电压反相，将该反相信号输出至加法电路50。加法电路50将通过电流检测电路30检测出的电流检测值和作为来自反相器41的反相信号的补偿信号相加，输出至控制电路10b的误差放大器11的反相端子。

这样，根据实施例5的交流电源装置，使用控制电路10b内的误差放大器11的输出电压进行输出电流的补偿，可以改善调节特性。

(实施例5的具体例)

图14是本发明的交流电源装置的实施例5的具体电路图。在图14所示的反相器41中，在反相部42的同相端子和大地之间连接电阻R4，另外，在反相部42的同相端子和大地之间连接了电阻R3和基准电压Ve的串联电路。反相部42的反相端子经由电阻R5，与电容器C3的一端和误差放大器11的输出端子相连。在电容器C3的另一端上连接了误差放大器11的反相端子。在反相部42的反相端子和输出端子之间连接了电阻R6。反相器41在反相部42的同相端子上施加通过电阻R3和电阻R4对基准电压Ve分压而得到的电压，在反相端子上经由电阻R5施加来自误差放大器11的输出电压，将输出电压反相后输出。

加法电路50由在反相部42的输出端子上连接的电阻R7、在电流检测电路30的输出端子(电阻R1和二极管D1的连接点)上连接的电阻R8、和在电阻R7和电阻R8的连接点与大地之间连接的电阻R9构成，将经由电阻R7来自反相器41的反相电压和基于经由电阻R8来自电流检测电路30的电流检测值的电压相加，经由电阻R10输出至误差放大器11的反相端子。

图15是图14所示的实施例5的具体电路的IC化的例子。在图15所示的例子中，其特征在于把具有误差放大器11和比较电路13和反相器41的控制电路10c设置在同一半导体基板上，进行了集成电路化。

通过如上所述地在集成电路上构成，可以降低成本。

实施例6

图16是本发明的交流电源装置的实施例6的电路图。图16所示的交流电源装置的特征在于，从图13所示的交流电源装置中删除了反相器41。其它结构和图13所示的结构相同，对相同部分标记相同符号。

误差放大器11a(第2检测电路)将反相端子的基准电压Vr和同相端子的来自加法电路50的电压的误差电压放大，将误差电压信号输出至加法电路50。即，图16所示的误差放大器11a的误差电压信号，与通过反相器41将图13所示的误差放大器11的误差电压信号反相后的反相信号相同，将该反相信号输出至加法电路50。

加法电路50将电流检测电路30检测出的电流检测值和来自误差放大器11a的误差电压信号(反相信号)即补偿信号相加，输出至误差放大器11a的同相端子。

从而，根据实施例6的交流电源装置，得到与实施例5的交流电源装置的效果相同的效果。另外，第2检测电路可以由误差放大电路11a构成，因此可以删除反相器41，变得廉价。

此外，本发明不限定于上述实施例1至实施例6的交流电源装置。可以将实施例1至实施例6中任意一个的交流电源装置中的控制电路10、10a、10b、10c，加法电路50和补偿信号生成电路40、40a、40b、45中的至少一个设置在同一半导体基板上，来构成交流电源装置用集成电路。

在这种情况下，进行相同电压级别的信号处理即可，因此可以容易地构成集成电路。通过将控制电路10、10a、10b、10c、加法电路50、补偿信号生成电路40、40a、40b、45设置在同一半导体基板上，不需要增加输入输出的针脚(pin)数，或者使其为最小的数量即可，因此在集成电路上构成时可以降低成本。

产业上的可利用性

根据本发明，通过第2检测电路检测出表示直流电源的电压的第2电气信号，根据通过第1检测电路检测出的第1电气信号和通过第2检测电路检测出的第2电气信号，在反馈电路中生成反馈信号，根据来自反馈电路的反馈信号，在控制电路中生成控制信号。即，通过将输入电压的变化输入控制电路，即使减小反馈电路的环路增益，也可以通过输入电压的变化防止输出电流变化。由此，不会产生由于环路增益的增大而导致的不稳定的控制(振荡、摆动、超调等)，控制稳定。

而且，根据本发明，根据直流电源的电压或开关元件的端子电压进行输入电压的检测，因此检测电路变得简单。

而且，根据本发明，将控制电路的控制信号的占空比平均化来检测出与输入电压相对应的电压，由此可以进行与控制系统相同电压等级的处理，所以容易制造包含反馈电路的控制电路。

而且，根据本发明，来自控制电路的反相信号是与低端用信号具有180°的相位差、并且反相后的信号，因此可以直接输出至第2检测电路，所以不需要反相器，第2检测电路的结构变得简单。

而且，根据本发明，可以将反相信号作为补偿信号，因此第2检测电路的结构变得简单，该反相信号是通过把来自误差放大电路的误差电压信号反相而生成的。

而且，根据本发明，第2检测电路可以通过控制电路内的误差放大电路来构成，因此变得廉价。

而且，根据本发明，通过在同一半导体基板上设置控制电路、反馈电路、第2检测电路，可以容易地构成集成电路，并且不需要增加输入输出的针脚数、或者使其为最小数量即可，因此在集成电路上构成时可以降低成本。