相位失衡监测装置、振幅失衡监测装置及使用它们的装置

摘要

本发明公开了相位失衡监测装置、振幅失衡监测装置及使用它们的装置。该相位失衡监测装置用于需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于所述相位失衡监测装置包括：预处理单元，用于对所述I路信号和所述Q路信号进行预处理，提取涉及信号相关性的关键信息；相关单元，用于对所提取的关键信息进行相关处理，从而获知所述I路信号和所述Q路信号之间的相位失衡。

说明书

技术领域

本发明涉及需要监测相互正交的两路信号的失衡的装置，尤其涉及光通信系统中的相位失衡监测装置和振幅失衡监测装置，以及具有相位失衡监测装置或振幅失衡监测装置的接收机。

背景技术

随着对光通信系统的容量要求和灵活性要求的逐步提高，相干光通信技术变得越来越重要。和已在光通信领域得到广泛应用的非相干技术(比如“开—关”键控(on-offkey，OOK))或自相干技术(如差分四相相移键控(DQPSK))相比，相干技术有如下优点：3dB的光信噪比(OSNR)增益；可以方便地采用均衡技术；可以采用更高效的调制技术(如正交调制(QAM))。

相干接收机中的一个重要器件是混频器，比如由Optoplex公司提供的产品。由于器件的限制，混频器的同相路输出I和正交路输出Q之间的相位不是严格的90度，其偏差称为IQ相位失衡。另外，两路的功率也会略有不同，其偏差称为IQ振幅失衡。这些失衡会导致系统性能的下降，所以相干接收机需要检测失衡并对其进行补偿。

图1示例性地示出了依据现有技术的相干接收机的结构示意图。如图1所示，接收机包括光90°混频部102、本机振荡部103、PD部104、105、恢复器106、I/Q相位失衡监测部107、I/Q振幅失衡监测部109，控制部108和110。

所接收的光信号101和本机振荡部103的输出被输入到光90°混频部102。该光90°混频部102产生4个光信号，即S+L、S-L、S+jL、以及S-jL，其中S是接收的光信号，而L是本机振荡部103的输出，j表示90°相移。光90°混频部102例如可以是Celight公司提供的产品。PD104和105将这四个光信号转换为两个电信号。具体地，例如PD104将S+L和S-L转换为I路信号、PD105将S+jL和S—jL转换为Q路信号。I路信号与Q路信号是理论上应正交的信号。恢复器106利用载波相位恢复器、匹配滤波器、数据恢复器等恢复I路和Q路信号中的数据。恢复器既可以在模拟域中实现，也可以在数字域中实现。如上所述，由于该光90°混频部102的硬件性能等原因，I和Q会出现相位失衡和振幅失衡。如图1所示，由I/Q相位失衡监测器107对相位失衡进行监测，由I/Q振幅失衡监测部109对振幅失衡进行监测。并分别由控制部108和110根据I/Q相位失衡监测器107和I/Q振幅失衡监测部109的监测结果，对光90°混频部102进行控制，从而对监测出的相位失衡和振幅失衡进行补偿。具体地，当I/Q相位失衡为正时，控制部向光90°混频器的相位控制端口输出正电压，减少Q路(或I路)的相移；反之亦然。

在对相位失衡和振幅失衡的监测方面，目前使用的技术有“Digitalfilter equalization of analog gain and phase mismatch in I-Q receivers”FredHarris，5th IEEE International Conference on Universal PersonalCommunications，1996中所述的技术，以及由US patent 6,917,031 B1“method for quadrature phase angle correction in a coherent receiver of adual-polarization optical transport system”所述的技术。这两者都在数字域计算I和Q的互相关，当相位失衡为0时，互相关也为0，并且互相关正比于相位失衡。Harris的文章用了反馈的数字补偿环，而专利6,917,031 B1用了前向数字补偿方法。Harris的文章也提供了一种IQ振幅失衡的监测和补偿方法。以上各种方法都需要复杂的数字信号处理，比如复数乘法、平方。一些系统(例如光通信系统)的码率很高，比如43Gbit/s。在这样的高速信号下，数字信号处理是很困难的事情，所以以上这些传统电通信系统的方法很难适用。

另外，在模拟的信号方面，由于光通信系统的容量可以大至43Gbit/s，因而I路和Q路的带宽可达20GHz或更高。因而，如果直接将上述文献中描述的方法应用于模拟信号，则需要相关部件的乘法器具有大约20GHz的带宽，这样的模拟乘法器很难实现。

发明内容

本发明旨在提供相位失衡监测装置、振幅失衡监测装置以及使用它们的接收机，以解决现有技术中存在的一个或更多的问题。

根据本发明的第一方面，提供了一种相位失衡监测装置，该相位失衡监测装置用于需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于所述相位失衡监测装置包括：预处理单元，用于对所述I路信号和所述Q路信号进行预处理，提取涉及信号相关性的关键信息；相关单元，用于对所提取的关键信息进行相关处理，从而获知所述I路信号和所述Q路信号之间的相位失衡。

本发明的第二方面的相位失衡监测装置根据第一方面所述的相位失衡监测装置，其特征在于，所述I路信号和所述Q路信号是数字信号，所述预处理单元包括：第一符号获取单元，用于获取所述I路信号的符号；以及第二符号获取单元，用于获取所述Q路信号的符号；所述相关单元包括：异或单元，用于对所获取的所述I路信号的符号和所述Q路信号的符号进行异或运算；平均器，用于对所述异或单元的异或运算结果进行平均。

本发明的第三方面的相位失衡监测装置根据第二方面所述的相位失衡监测装置，其特征在于，所述I路信号和Q路信号是经复用的信号，所述相位失衡监测装置或所述需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置还包括解复用装置，所述解复用装置用于对所述I路信号和Q路信号进行解复用，所述第一符号获取单元和所述第二符号获取单元分别获取经解复用的I路信号和Q路信号的符号。

本发明的第四方面的相位失衡监测装置根据第一方面所述的相位失衡监测装置，其中，所述需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置是光通信系统的接收机。

本发明的第五方面的相位失衡监测装置根据第二方面或第三方面所述的相位失衡监测装置，其特征在于，所述相位失衡监测装置或所述需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置还包括下采样装置，所述下采样装置用于对所述I路信号和Q路信号进行下采样，所述第一符号获取单元和所述第二符号获取单元分别获取经下采样的I路信号和Q路信号的符号。

本发明的第六方面的相位失衡监测装置根据第二方面所述的相位失衡监测装置，所述解复用装置为1：N串-并转换器。

本发明的第七方面的相位失衡监测装置根据第一方面所述的相位失衡监测装置，其中所述预处理单元包括：第一信号带宽减小单元，用于减小所述I路信号的带宽；第二信号带宽减小单元，用于减小所述Q路信号的带宽；所述相关单元为依次串联的乘法器和平均器。

本发明的第八方面的相位失衡监测装置根据第七方面所述的相位失衡监测装置，其特征在于，所述第一信号带宽减小单元和所述第二信号带宽减小单元由低通滤波器、高通滤波器、带通滤波器中的相同的一种构成。

依据本发明的第九方面，提供了一种振幅失衡监测装置，用于需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于，所述振幅失衡监测装置包括：第一绝对值获取单元，用于获取所述I路信号的振幅的绝对值；第二绝对值获取单元，用于获取所述Q路信号的振幅的绝对值；比较器，用于对所获取的所述I路信号的振幅的绝对值和所述Q路信号的振幅的绝对值进行比较；平均器，用于对所述比较器的比较结果进行平均。

本发明的第十方面的振幅失衡监测装置根据第九方面所述的振幅失衡监测装置，其特征在于，所述I路信号和Q路信号是经复用的信号，所述振幅失衡监测装置或所述需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置还包括解复用装置，所述解复用装置用于对所述I路信号和Q路信号进行解复用，所述第一绝对值获取单元和所述第二绝对值获取单元分别获取经解复用或下采样的I路信号和Q路信号的振幅的绝对值。

本发明的第十一方面的振幅失衡监测装置根据第九方面或第十方面所述的振幅失衡监测装置，其特征在于，所述振幅失衡监测装置或所述需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置还包括下采样装置，所述下采样装置用于对所述I路信号和Q路信号进行下采样，所述第一绝对值获取单元和所述第二绝对值获取单元分别获取经下采样的I路信号和Q路信号的振幅的绝对值。

本发明的第十二方面的振幅失衡监测装置根据所述第十方面所述的振幅失衡监测装置，其特征在于，所述解复用或下采样装置为1：N串-并转换器，所述N为大于1的正整数。

本发明的第十三方面的振幅失衡监测装置根据所述第九方面所述的振幅失衡监测装置，其中所述需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置是光通信系统的接收机。

本发明的第十四方面提供了一种振幅失衡监测装置，用于需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于所述振幅失衡监测装置包括：第一功率计量单元，用于测量所述I路信号的功率；第二功率计量单元，用于测量所述Q路信号的功率；减法单元，用于将所述I路信号的功率与所述Q路信号进行相减。

本发明的第十五方面提供了一种需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于，所述装置包括上述第一到第八方面所述的相位失衡监测装置和/或上述第九到第十四方面所述的振幅失衡监测装置。

本发明的第十六方面提供了一种相位失衡监测方法，用于需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于所述相位失衡监测方法包括：第一符号获取步骤，用于获取所述I路信号的符号；第二符号获取步骤，用于获取所述Q路信号的符号；异或步骤，用于对所获取的所述I路信号的符号和所述Q路信号的符号进行异或运算；平均步骤，用于对所述异或步骤的异或运算结果进行平均。

本发明的第十七方面提供了一种相位失衡监测方法，用于需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于所述相位失衡监测方法包括：第一信号带宽减小步骤，用于减小所述I路信号的带宽；第二信号带宽减小步骤，用于减小所述Q路信号的带宽；相关步骤，用于对被减小了带宽的I路信号和Q路信号进行相关运算。

本发明的第十八方面提供了一种振幅失衡监测方法，用于需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于，所述振幅失衡监测方法包括：第一绝对值获取步骤，用于获取所述I路信号的振幅的绝对值；第二绝对值获取步骤，用于获取所述Q路信号的振幅的绝对值；比较步骤，用于对所获取的所述I路信号的振幅的绝对值和所述Q路信号的振幅的绝对值进行比较；平均步骤，用于对所述比较步骤的比较结果进行平均。

本发明的第十九方面提供了一种振幅失衡监测方法，用于需要监测相互正交的I路信号和Q路信号之间的失衡的装置，其特征在于所述振幅失衡监测方法包括：第一功率计量步骤，用于测量所述I路信号的功率；第二功率计量步骤，用于测量所述Q路信号的功率；减法步骤，用于将所述I路信号的功率与所述Q路信号的功率进行相减。

应该注意，在本发明中，“包括”或“包含”等表达表示部件、步骤等的存在，并不排除其他部件、步骤等的存在。也就是说，它们是“包括但不限于”的意思。

本发明采用了低速模拟方法和简化的数字方法。在模拟方法中，模拟器件的带宽可以远小于信号的码率，而数字方法只包含了逻辑运算部件，没有数字信号处理的部分。因而能够降低对硬件的要求，可以很好地适用于高码率的光通信系统。

附图说明

通过根据附图对本发明进行详细的说明，可以更加清楚地了解本发明的其他目的、特征和优点。在附图中：

图1是示出了现有技术的相干接收机的总体结构示意图；

图2的示意图示出了依据本发明一实施方式的相干接收机，并具体示出了其模拟相位失衡监测装置和模拟振幅失衡监测装置；

图3的示意图示出了依据本发明另一实施方式的相干接收机，并具体示出了其数字相位失衡监测装置和数字振幅失衡监测装置；

图4是用于说明本发明原理的星座图；

图5的示意图示出了依据本发明又一实施方式的相干接收机，并具体示出了其另一数字相位失衡监测装置和另一数字振幅失衡监测装置；

图6至图11描述了本发明的相位失衡监测方法和振幅失衡监测方法的流程图；以及

图12到图15示出了本发明的其他的实施方式。

具体实施方式

下面结合附图对本发明进行详细的描述。为了使本发明清楚简洁，本文省略了可能导致本发明不清楚的对现有技术的部件的描述。另外，在本文中相同或类似的部件用相同的附图标记进行说明，并省略了对其的重复说明。

图2示出了依据本发明一实施方式的相干接收机，并具体示出了其模拟相位失衡监测装置和模拟振幅失衡监测装置。图2中所示的本发明的接收机与图1中所示的现有技术的接收机的不同在于I/Q相位失衡监测器的结构和I/Q振幅失衡监测器的结构不同。具体地，用I/Q相位失衡监测器107’代替了现有技术的I/Q相位失衡监测器107，用I/Q振幅失衡监测器109’代替了现有技术的I/Q振幅失衡监测器109。

需要注意的是，与现有技术相同的那些部件都是示例性的，并不是排他性的，也不构成对本发明的限制。只是为了清楚地说明本发明而示出。本发明的技术方案也适用于现有技术的接收机的其他结构。例如PD104和105可以由现有技术中的其他光电转换装置所替换，只要其可以产生I路信号和Q路信号即可。又例如虽然控制部108和110在图中被示出为是分立的部件，但也可以由单个部件来实现，等等。

如图2所示，依据本发明的I/Q相位失衡监测器107’包括与I路相连的低通滤波器201、与Q路相连的低通滤波器202、对低通滤波器201和202的输出进行相乘的乘法器204、以及对乘法器204的结果进行平均的平均器203。低通滤波器201和202对应于本发明的信号带宽减小器件，用于减小信号带宽，从而使乘法器204所需的带宽可大大低于信号的带宽。虽然在本实施例中采用了低通滤波器201和202，但本发明也可以采用其他滤波器来减小信号带宽，例如可以采用带通滤波器、高通滤波器等。另外，应该注意，乘法器和平均器对应于本发明的相关部件，但本发明的相关部件也可以由现在或将来公知的其他相关部件所实现。进一步，低通滤波器201、低通滤波器202以及后文所述的符号函数部件303、304(见图3)对应于本发明的预处理单元，而它们所获得的信息，比如正负符号信息、低频信息、高频信息等为涉及信号相关性的关键信息。

下面解释本发明该实施方式的原理，即经滤波的信号的相关性仍正比于IQ相位失衡。

假设低通滤波器201/202的脉冲响应是h(t)。则经滤波信号的相关性(即I/Q相位失衡监测器107’的输出)为：

$⟨I\prime \otimes h\left(t\right)*Q\prime \otimes h\left(t\right)⟩$

$=⟨I\otimes h\left(t\right)*(\cos \left(\phi \right)Q+\sin \left(\phi \right)I)\otimes h\left(t\right)⟩$

$=\sin \left(\phi \right)⟨I\otimes h\left(t\right)*I*h\left(t\right)⟩+\cos \left(\phi \right)⟨I\otimes h\left(t\right)*Q\otimes h\left(t\right)⟩$

$=\sin \left(\phi \right)⟨{|I\otimes h\left(t\right)|}^2⟩+\cos \left(\phi \right)⟨\int I\left(u\right)*h(t-u)\mathrm{du}*\int Q\left(v\right)*h(t-v)\mathrm{dv}⟩$

其中I′和Q′是有相位失衡的信号，其为：

$\left(\begin{array}{c}I\prime =I\\ Q\prime =Q\cos \left(\phi \right)+I\sin \left(\phi \right)\end{array}\right),$φ为相位失衡

在改变了第二项的积分平均顺序之后，有：

$=\sin \left(\phi \right)⟨{|I\otimes h\left(t\right)|}^2⟩+\cos \left(\phi \right)\int \int ⟨I\left(u\right)*Q\left(v\right)⟩*h(t-u)*h(t-v)\mathrm{dudv}$

由于I和Q是独立的，并且在大多数调制方案中是零均值的，因而<I(u)*Q(v)>为0。因而该第二项的积分为0。而且，是低通滤波之后的I路信号的功率，因而其几乎是恒定的，因而，经滤波信号的相关性(即I/Q相位监测器107’的输出)为∝sin(φ)。即，仍然正比于IQ相位失衡。

平均器203可以由反馈控制环技术中的简单的低通RC滤波器或环路滤波器实现，如“Digital Communication，3rd edition，John G.Proakis，McGraw-Hill Inc.”中所述的那样。

控制部108将来自该IQ相位失衡监测器107’的监测信号转换为控制信号，并将其送入光90°混频部102。具体地，可以在监测信号为正时，控制部向光90°混频器的相位控制端口输出正电压，增加Q路的相移；当监测信号为负时，控制部向光90°混频器的相位控制端口输出负电压，减少Q路的相移。这样，监测器107’、控制部108和光90°混频部102构成了反馈控制环，控制器108可以是商用的PID控制单元，是本领域公知的。另外，虽然在图中示出为通过反馈的方式进行补偿，但也可以通过补偿装置直接对I路或Q路进行补偿，这也是本领域技术人员可以理解的，但是这对硬件的要求较高。因而，在本文中，通过反馈进行补偿仅仅是示例性的。同样地，下面对模拟域振幅的补偿、对数字域相位和振幅的补偿都是即可以通过反馈方式实现也可以通过直接补偿的方式实现的。

图2还示出了I/Q振幅失衡监测器109’，如图所示，其包括两个功率计205和206以及一个减法器207。功率计205和206分别测量I路信号和Q路信号的功率，而减法器207生成所测得的I路功率和Q路功率之间的功率差。很容易证明，该功率差也正比于I路与Q路之间的振幅不平衡。功率计205和206可以简单地由商用Vrms IC实现(例如AnalogDevice公司的产品)，该商用Vrms IC的输出电压正比于输入信号的Vrms值，既功率的平方根。

控制部110将来自该IQ振幅失衡监测器109’的监测信号转换为控制信号，并将其送入光90°混频部102。当监测信号为正时，光90°混频部102增加Q路的增益或减少I路的增益。反之，当监测信号为负时，光90°混频部102减少Q路的增益或增加I路的增益。这样，监测器109’、控制部110和光90°混频部102构成了反馈控制环，控制部110可以是商用PID控制单元，商用PID控制单元是本领域公知的。

图3的示意图示出了依据本发明另一实施方式的相干接收机，并具体示出了其数字相位失衡监测装置和数字振幅失衡监测装置。图3的本发明的接收机与图1的现有技术的接收机的不同在于I/Q相位失衡监测器的结构和I/Q振幅失衡监测器的结构不同。具体地，用I/Q相位失衡监测器107”代替了现有技术的I/Q相位失衡监测器107，用I/Q振幅失衡监测器109”代替了现有技术的I/Q振幅失衡监测器109。

在图3中，接收机还包括模数转换器(AD转换器)301和302。IQ相位失衡监测器107”包括两个符号函数部件303和304、一个异或(XOR)门305和一个平均器306。AD转换器301和302对模拟信号I信号和Q信号进行采样，并将采样出的信号转换为数字信号。符号函数部件303和304用于获取输入的信号(数字信号)的符号。在数字域很容易实现符号函数部件。例如，可以通过获得符号位来实现。仅通过一个逻辑电路就可实现。在逻辑值为1时，XOR门305的输出电压为1，在逻辑值为0时，XOR门305的输出为-1。下面解释该IQ相位失衡监测器107的输出仍正比于IQ相位失衡的原理。虽然本发明以QPSK调制作为示例，但本发明不限于QPSK。

图4的(a)示出了载波相位被恢复，并且不存在IQ失衡时的典型的QPSK星座。在图3的接收机结构中，相位恢复在分支点311、312之后的恢复器106中实现，结果，在IQ分支点311、312中一般有某些残留的相位误差。该相位误差可能是由载波的噪声引起的，也可能是由载波和本地振荡器之间的频率差引起的。因而，图4的(a)所示的星座旋转，并变为图4的(b)所示的情况：其为圆形，绕I＝0的轴以及Q＝0的轴对称。第一象限、第二象限、第三象限、第四象限(即区域401、402、403、404，见图4的(c))中曲线相等。当存在负的IQ相位失衡，即φ<0，时，圆转换为椭圆，如图4的(c)所示，此时对称被打破。如图中所示例的，第一象限和第三象限(区域401和403)中的曲线变短，而第二象限和第四象限(区域402和404)中的曲线变长。当(I，Q)点位于第1和第3象限中(此时，I路信号和Q路信号的符号相同)时，图3所示的XOR 305的输出为—1(逻辑值为0)，而当(I，Q)点位于第2和第4象限中(此时，I路信号和Q路信号的符号不同)时，XOR门305的输出为1(逻辑值为1)。因而，当IQ相位失衡为负时，平均器306的输出为正，当不存在相位失衡时，由于第一象限至第四象限中的曲线相等，因而平均器306的输出为0。最后，107”的输出正比于IQ相位失衡，尽管符号正好相反。因而107”可以用作IQ相位失衡监测器。

图3中的109”示出了数字IQ振幅失衡监测器。其包括两个绝对值函数部件307和308、一个比较器309和一个平均器310。绝对值函数部件307和308分别用于求取I路信号和Q路信号的振幅的绝对值。对于数字信号来说，绝对值函数部件可以由逻辑部件例如绝对值求取部件实现。比较器也是一个逻辑电路。当绝对值函数部件307的输出大于绝对值函数部件308的输出时，比较器输出为1，当绝对值函数部件307的输出不大于绝对值函数部件308的输出时，比较器输出为—1。

如图4的(d)所示，在存在正振幅失衡，即I路的振幅大于Q路的振幅时，星座从对称的圆变为椭圆。在|I|＝|Q|时的直线405和406将整个I—Q平面分成4区域407、408、409和410。当点位于区域408、410时，有|I|>|Q|。当点位于407、409中时，有|I|<|Q|。依据比较器309的原理，当点位于区域408和410时，输出为1，当点位于区域407和409时，输出为—1。结果，在如图所示的存在正振幅失衡的情况下，比较器309产生的1比—1多。因而，平均器310的输出是正的。如果不存在振幅失衡，则曲线均等地位于区域407、408、409、410中，从而平均器310的输出为0。最后，监测器109”的输出与IQ振幅失衡的程度成正比，从而监测器109”可以用作IQ振幅失衡监测器。

平均器310、控制器110和IQ振幅失衡反馈控制回路的实现与图2中所示的实现相同。

图5的示意图示出了依据本发明又一实施方式的相干接收机，并具体示出了其另一数字相位失衡监测装置和另一数字振幅失衡监测装置。图5中示出的数字IQ相位/振幅失衡监测器/补偿器对硬件的要求更低。与图3的IQ相位/振幅失衡监测器/补偿器相比，不同之处在于，两个解复用单元(例如1：N串-并转换器)501和502被用于对高速数据信号进行解复用，经解复用的信号511、512的速度是311、312的速度的1/N(N为大于1的正整数)。I/Q相位监测器107”和振幅监测器109”的输入信号是经解复用的信号511和512，从而部件503—510的器件速度比图3中所示的303—310低N倍。这极大地降低了对硬件速度的要求。图5中的其他部分与图3中的相同。应注意，图5中的部件503—510与图3中的部件303—310对应，只是对硬件的要求更低，所以此处省略了对它们的更详细的描述。另外，虽然在图中将解复用单元501和502与I/Q相位失衡监测单元和I/Q振幅失衡监测单元分立地设置，但其也可分别包括在I/Q相位失衡监测单元和I/Q振幅失衡监测单元中。此外，本发明还可以包括下采样装置(如1/N下采样装置)。下采样装置可以针对经复用的I路信号和Q路信号，也可以针对未经复用的I路信号和Q路信号。在针对经复用的I路信号和Q路信号的情况下，其可以针对经解复用单元解复用了的I路信号和Q路信号，也可以针对未经解复用的I路信号和Q路信号。即下采样装置可以用来代替上述解复用单元，也可以与上述解复用单元一起使用，在与上述解复用单元一起使用时，对它们的应用顺序没有限制，可以在解复用之后进行下采样，也可以在下采样之后进行解复用。另外，解复用装置和下采样装置也可用于图2所示的接收机。

图6示出了依据本发明实施方式的模拟IQ相位失衡监测方法的流程图。如图6所示，在依据本发明的模拟IQ相位失衡监测方法中，首先在步骤601，对I路和Q路的信号进行带宽减小。这例如可以通过与I路和Q路相连接的低通滤波器、带通滤波器、高通滤波器以及其他公知的带宽减小装置实现。在一个实施例中以低通滤波器实现。然后在步骤602中，对经带宽减小的信号进行相关处理，相关处理例如可以由依次相连的乘法器和平均器来实现，也可以由其他公知的相关设备来实现。

图7示出了依据本发明实施方式的数字IQ相位失衡监测方法的流程图。如图7所示，在依据本发明的数字IQ相位失衡监测方法中，首先在步骤701，分别获取I路和Q路数字信号的符号。这例如可以通过与I路和Q路相连接的符号功能单元来实现。然后在步骤702中，可以通过例如图3中的XOR门305对所取得的I路信号和Q路信号的符号进行异或。最后在步骤703对异或的结果求平均。

图8示出了依据本发明实施方式的数字IQ相位失衡监测方法的又一流程图。图8的流程图与图7所示的流程图的不同之处在于，在图8的流程图中增加了解复用和/或下采样的步骤801。其余步骤与图7中的相同，在此未予赘述。

图9示出了依据本发明实施方式的模拟IQ振幅失衡监测方法的流程图。如图9所示，在依据本发明的模拟IQ振幅失衡监测方法中，首先在步骤901，对I路和Q路的信号进行功率计量。这例如可以通过与I路和Q路相连接的功率计实现。然后在步骤902中，将计量出的功率相减，由此实现对振幅失衡的监测。

图10示出了依据本发明实施方式的数字IQ振幅失衡监测方法的流程图。如图10所示，在依据本发明的数字IQ振幅失衡监测方法中，首先在步骤1001，分别获取I路和Q路数字信号的振幅的绝对值。这例如可以通过与I路和Q路相连接的绝对值单元来实现。然后在步骤1002中，可以通过例如图3中的比较器对所取得的I路信号和Q路信号的振幅的绝对值进行比较。最后在步骤1003对比较的结果求平均。

图11示出了依据本发明实施方式的数字IQ振幅失衡监测方法的又一流程图。图11的流程图与图10所示的流程图的不同之处在于，在图11的流程图中增加了解复用和/或下采样的步骤1101。其余步骤与图10中的相同，在此未予赘述。

图12至图15描述了本发明的接收机的其他实施方式。如图12和图13所示，根据本发明的实施方式，接收机可以仅包括本发明的I/Q相位失衡监测装置107’或107”，而不包括本发明的I/Q振幅失衡监测装置109’或109”。可以采用现有技术的I/Q振幅失衡监测装置109，或甚至不包括任何I/Q振幅失衡监测装置。如图14和图15所示，根据本发明的实施方式，接收机可以仅包括本发明的I/Q振幅失衡监测装置109’或109”，而不包括I/Q相位失衡监测装置107’或107”。可以采用现有技术的I/Q相位失衡监测装置107，或甚至不包括任何I/Q相位失衡监测装置。

应该注意，尽管在前面的描述中，本发明是针对光通信系统的接收机来进行描述的，但本领域的技术人员应该意识到，本发明可以应用于任何需要对相互正交的信号之间的失衡进行监测的装置，例如无线通信系统等。因而，I路和Q路信号也应广意地理解为是正交的两路信号。

还应该注意，以上示出了本发明的I/Q相位失衡监测装置、I/Q振幅失衡监测装置和接收机的实施方式仅仅是示例性的，不是对本发明的限制。本领域技术人员可以根据本发明的教导，对本发明进行各种变型和修改，这些变型和修改只要落入了权利要求及其等同物所限定的范围内，就处于本发明的保护范围之内。