正交频分无线通信系统中的更软切换和软切换

摘要

本发明提供用于从移动台或基站传输的导频符号的传输模式。可根据所述移动台相对于一个或一个以上天线的位置来选择所述模式。在一些方面，可基于所述移动台与所述一个或一个以上天线之间的距离来选择所述模式。在其它方面，所述模式可基于所述移动台是否处于切换中。

说明书

技术领域

本文献大体上涉及无线通信，且尤其涉及无线通信系统中的切换。

背景技术

正交频分多路接入(OEDMA)系统利用正交频分多路复用(OFDM)。OFDM是将整个系统带宽分割成多个(N个)正交频率子载波的多载波调制技术。这些子载波还可称为音调、区间和频率信道。每一子载波与可用数据调制的各自子载波相关联。可在每一OFDM符号周期中在总共N个子载波上发送高达N个调制符号。用N点快速傅立叶逆变换(IFFT)将这些调制符号转换为时域以产生含有N个时域小片或样本的变换符号。

在跳频通信系统中，在不同时间间隔中在不同频率子载波上传输数据，所述时间间隔可称为“跳跃周期”。可通过正交频分多路复用、其它多载波调制技术或某些其它构造来提供这些频率子载波。通过跳频，数据传输以伪随机方式在子载波间跳跃。这种跳跃提供频率分集，且允许数据传输更好地耐受例如窄带干扰、阻塞、衰退等有害路径效应。

OFDMA系统可同时支持多个移动台。对于跳频OFDMA系统来说，给定移动台的数据传输可在与特定跳频(FH)序列相关联的“业务”信道上发送。这个FH序列指示在每一跳跃周期中用于数据传输的特定子载波。多个移动台的多个数据传输可同时在与不同FH序列相关联的多个业务信道上发送。这些FH序列可被定义为彼此正交，以使得在每一跳跃周期中只有一个业务信道(且因此只有一个数据传输)使用每一子载波。通过使用正交FH序列，多个数据传输通常不会彼此干扰，同时享受频率分集的益处。

通常需要对发射器与接收器之间的无线信道的准确估计，以便恢复经由所述无线信道发送的数据。通常通过从发射器发送导频且在接收器处测量所述导频来执行信道估计。导频信号由导频符号组成，所述导频符号被发射器和接收器两者事先知晓。接收器因此可基于所接收符号和已知符号来估计所述信道响应。

码分多路接入(CDMA)系统具有通用频率复用(universal frequency reuse)，其使得移动用户能够同时从多个基站或基站的多个扇区接收相同信号和向多个基站或基站的多个扇区发送相同信号。CDMA系统中的软切换和更软切换是小区(在更软切换的情况下，扇区)边界附近的移动电话借以将相同发射信号传送到一个以上基站或基站扇区的技术。软切换和更软切换与常规硬切换相比提供增强的通信质量和更平滑的过渡。软切换和更软切换是CDMA系统固有的，因为不同用户的发射信号占据相同时间和频率分配。可基于各自扩展签名(spreading signature)来分开不同用户。

在例如TDMA、FDMA和OFDMA等的正交多路接入系统中支持软切换和更软切换要困难得多，且常常需要特别计划。考虑FH-OFDMA中的反向链路传输。向每一用户分派不重叠的时间和频率资源。因而，存在极少或没有小区内切换。然而，通常不能够可靠地检测附近扇区或小区中的信号，因为与所述信号相比，干扰是相当大的。低信噪比致使信道估计不准确，从而进一步使整体检测性能降级。通常，在附近小区/扇区中观测到的信号的后检测信噪比(SNR)太低，因此所述信号没有用。例如基于活动组的限制频率(ASBR)跳跃和常见跳跃序列等技术可用于帮助改进在附近扇区/小区中观测到的信号的检测可靠性。然而，这些技术导致较小的可用系统资源(例如，带宽)，且通常需要大量计划。

因此，需要找到用以在OFDMA系统中提供软切换和更软切换且同时最小化执行所述软切换和更软切换所需的额外开销量的有效方法。

发明内容

[将在权利要求书定稿时完成]

下文更详细描述本发明的各种方面和实施例。本发明进一步提供实施本发明各个方面、实施例和特征的方法、处理器、发射器单元、接收器单元、基站、终端、系统和其他设备及元件，如下文更详细描述。

附图说明

可通过结合附图阅读下文所陈述的详细描述来更容易了解本实施例的特征、本质和优点，在附图中相同参考符号始终相应地进行识别且其中：

图1说明根据一个实施例的多路接入无线通信系统；

图2说明根据一个实施例的用于多路接入无线通信系统的频谱分配方案；

图3A说明根据一个实施例的导频分派方案的方框图；

图3B说明根据另一实施例的导频分派方案的方框图；

图4A说明根据一个实施例的导频符号加扰方案；

图4B说明根据另一实施例的导频符号加扰方案；

图5A说明根据一个实施例的导频模式分派方案；

图5B说明根据另一实施例的导频模式分派方案；

图5C说明根据再一实施例的导频模式分派方案；

图5D说明根据又一实施例的导频模式分派方案；

图6说明根据另一实施例的多路接入无线通信系统；

图7说明根据再一实施例的导频模式分派方案；

图8说明根据实施例的多输入多输出多路接入无线通信系统中的发射器系统和接收器系统的实施例的方框图；

图9A说明根据实施例的单天线移动台的方框图；

图9B说明根据实施例的多天线站的方框图；

图10说明根据实施例的基站的方框图；

图11说明根据一个实施例的导频模式分派方法的流程图；

图12说明根据另一实施例的导频模式分派方法的流程图；以及

图13说明根据再一实施例的导频模式分派方法的流程图。

具体实施方式

参看图1，说明根据一个实施例的多路接入无线通信系统。基站100包括多个天线群组102、104和106，其每一者包括一个或一个以上天线。在图1中，针对每一天线群组102、104和106仅展示一个天线，然而，对于对应于基站100的扇区的每一天线群组可利用一个或多个天线。移动台108与天线104通信，其中天线104经由前向链路114向移动台108传输信息，且经由反向链路112从移动台108接收信息。移动台110与天线106通信，其中天线106经由前向链路118向移动台110传输信息，且经由反向链路116从移动台110接收信息。

每一天线群组102、104和106和/或它们经设计以在其中进行通信的区域通常被称为基站的扇区。在所述实施例中，天线群组102、104和106每一者经设计以在基站100所覆盖的区域的扇区(分别是扇区120、122和124)中与多个移动台通信。

为了促进移动台(例如，移动台108)的切换，向切换中的那些移动台提供特定导频模式。所述特定导频符号布置可以是这样的，其使得扇区边界边缘附近的所有移动台被分派以传输已知的导频符号模式，以便两个不同扇区可同时解码所述导频符号。在其它实施例中，将特定导频模式分派给已经为之请求切换的那些移动台。分派给移动台的导频模式可依据切换所发生于的扇区、移动台正与之通信的小区或扇区而变化。

为了实现对数据符号的有效处理，基站100可为同一移动台组合来自多个扇区的数据符号。在实施例中，这可通过利用移动台的导频模式以在空间上将切换中的移动台分开来进行。也就是说，由于已知每一移动台的导频模式，因而可针对每一移动台从在每一扇区的天线处接收到的符号获得信道估计和信道矩阵。这个估计可接着用于通过组合每一扇区中所接收的数据符号来产生数据符号。然而，应注意，在其它实施例中，不执行数据符号组合，且可能独立解码每一扇区中所接收的数据符号。

基站可以是用于与终端通信的固定站，且还可称为接入点、节点B或其它某种术语并包括其一些或所有功能性。移动台还可称为移动台、用户设备(UE)、无线通信装置、终端、接入终端或其它某种术语，且包括其一些或所有功能性。

如本文使用的，与天线群组或天线通信通常指的是负责向移动台进行传输的天线群组或天线。在从移动台传输的情况下，可利用多个天线群组来接收传输，包括利用软组合或其它类型的组合。

参看图2，说明用于多路接入无线通信系统的频谱分配方案。在T个符号周期和S个频率子载波上分配多个OFDM符号200。每一OFDM符号200包含所述T个符号周期中的一个符号周期以及所述S个子载波的音调或频率子载波。

在OFDM跳频系统中，可将一个或一个以上符号200分派给给定移动台。在如图2所示的分配方案的一个实施例中，将一个或一个以上符号跳跃区(例如，跳跃区202)分派给移动台群组以经由反向链路通信。在每一跳跃区内，符号分派可被随机化以降低潜在干扰且提供频率分集以对抗有害路径效应。

每一跳跃区202包含分派给与基站扇区通信的一个或一个以上移动台且分派给所述跳跃区的符号204。在每一跳跃周期或帧期间，跳跃区202在所述T个符号周期和S个子载波内的位置根据跳跃序列而变化。另外，在跳跃区202内针对各个移动台的符号204的分派可针对每一跳跃周期而变化。

跳跃序列可伪随机地、随机地或根据预定序列针对每一跳跃周期选择跳跃区202的位置。同一基站的不同扇区的跳跃序列经设计为彼此正交，以避免与同一基站通信的移动台间的“小区内”干扰。此外，每一基站的跳跃序列可相对于附近基站的跳跃序列为伪随机的。这可帮助随机化与不同基站通信的移动台间的“小区间”干扰。

在反向链路通信的情况下，将跳跃区202的某些符号204分派给从移动台传输到基站的导频符号。向符号204分派导频符号应优选地支持空分多路接入(SDMA)，其中由于扇区或基站处的多个接收天线的缘故，可将不同移动台的在同一跳跃区上重叠的信号分开，只要对应于不同移动台的空间签名具有足够的差异便可。为了更准确地提取并解调不同移动台的信号，应准确地估计各自反向链路信道。因此，可能需要反向链路上的导频信号允许在所述扇区内的每一接收天线处将不同移动台的导频签名分开，以便随后向从不同移动台接收的导频符号施加多天线处理。

块跳跃可依据系统而用于前向链路和反向链路两者或仅用于反向链路。应注意，尽管图2描绘长度为七个符号周期的跳跃区200，但跳跃区200的长度可以是任何所需值，其大小可在跳跃周期之间或在给定跳跃周期中的不同跳跃区之间有所变化。

应注意，尽管图2的实施例是相对于利用块跳跃来描述的，但不需要在连续跳跃周期之间改变块的位置或根本不需要改变块的位置。

参看图3A和3B，说明根据若干实施例的导频分派方案的方框图。跳跃区300和320由N个符号周期乘以S个子载波或音调定义。跳跃区300包括导频符号302，且跳跃区320包括导频符号322，其中剩余符号周期和音调组合可用于数据符号和其它符号。在一个实施例中，每一跳跃区的导频符号位置(即，在N_T个连续OFDM符号上的具有N_S个邻接音调的群组)应当具有位置靠近于跳跃区边缘的导频音调。这通常是因为无线应用中的典型信道是时间与频率的相对较慢函数，使得在时间和频率上在整个跳跃区上对信道的一阶近似(即，一阶泰勒展开式)提供关于信道条件的信息，其足以用于估计给定移动台的信道。因而，优选的是估计用于恰当接收和解调来自移动台的符号的一对信道参数，即在所述信道的整个时间和频率跨度上的信道的常数分量(泰勒展开式的零阶项)以及信道的线性分量(即，泰勒展开式的一阶项)。通常，常数分量的估计准确性与导频布局无关。线性分量的估计准确性通常优选地由位于跳跃区边缘处的导频音调实现。

导频符号302和322排列在邻接的导频符号群集304、306、308和310(图3A)以及324、326、328和330(图3B)中。在一个实施例中，跳跃区内的每一群集304、306、308和310(图3A)以及324、326、328和330(图3B)在给定跳跃区内具有固定数目且通常相同数目的导频符号。在一个实施例中，利用邻接导频符号的群集304、306、308和310(图3A)以及324、326、328和330(图3B)可能考虑到由载波间干扰造成的多用户干扰的效应，所述载波间干扰由高多普勒效应和/或符号延迟扩展引起。另外，如果以实质上不同的功率水平接收来自在同一跳跃区上排定的移动台的导频符号，那么较强移动台的信号可对较弱移动台造成大量干扰。当由过度延迟扩展造成泄漏时，即当在超过OFDM符号的循环前缀的分接头中所集中的信道能量部分变得显著时，干扰量在跳跃区的边缘(例如，子载波1和子载波S)处且还在边缘OFDM符号(例如，符号周期1和T)处较高。因而，如果导频符号唯独位于跳跃区的边缘处，那么可能存在信道估计准确性降级和干扰估计偏差。因此，如图3A和3B中所描绘的，导频符号放置在靠近跳跃区边缘处，然而，避免所有导频符号都处于跳跃区边缘处的情形。

参看图3A，跳跃区300包含导频符号302。在具有明确频率选择性而并非时间选择性的信道的情况下，导频符号302位于邻接的导频符号群集304、306、308和310中，其中每一导频符号群集304、306、308和310跨越多个符号周期和一个频率音调。所述频率音调优选地经选择以靠近跳跃区300的频率范围的边缘，然而，并不恰好在边缘处。在图3A的实施例中，给定群集中没有导频符号302处于边缘频率音调处，且在每一群集中，只有导频符号可处于边缘符号周期处。

导频符号302的邻接导频符号群集的“水平”形状背后的一个基本原理是，对于具有较高频率选择性的信道，一阶(线性)分量可在频域中强于在时域中。

应注意，在图3A的实施例中，每一群集中的一个或一个以上导频符号可处于与不同群集中的一个或一个以上导频符号不同的音调处。举例来说，群集304可处于音调S处，且群集306可处于音调S-1处。

参看图3B，在具有明确时间选择性而并非频率选择性的信道的情况下，导频符号322排列在邻接导频符号的群集324、326、328和330中，所述群集每一者跨越多个频率音调但具有跳跃区320的相同符号周期。可包括跳跃区320的边缘处的OFDM符号(其具有定义所述S个子载波的频率范围的最大音调(例如音调S)或最小音调(例如音调1))作为导频符号的一部分，因为可能存在处于跳跃区320的边缘处的导频符号322。然而，在图3B所示的实施例中，每一群集中只有一个导频符号可分派给最大或最小频率子载波。

在图3B所描绘的实施例中，具有较高时间选择性的信道可具有可通过将针对具有较高频率选择性的信道所选择的模式(图3A)旋转90°来获得的典型模式。

应注意，在图3B的实施例中，每一群集中的一个或一个以上导频符号可分派给与不同群集中的一个或一个以上导频符号不同的符号周期。举例来说，群集324可与群集326处于不同的符号周期T处。

另外，如图3A和3B的实施例中所描绘的，提供导频模式，使得群集304、306、308和310(图3A)以及324、326、328和330(图3B)优选地相对于跳跃区中心对称。群集相对于跳跃区中心的对称性可提供信道的相对于信道时间和频率响应的改进同时估计。

应注意，尽管图3A和3B描绘每个跳跃区具有四个导频符号群集，但可在每一跳跃区中利用更少或更大量的群集。另外，每个导频符号群集的导频符号数目也可变化。导频符号和导频符号群集的总数目是基站需要用以成功解调在反向链路上接收的数据符号且估计基站与移动台之间的信道的导频符号数目的函数。同样，每一群集无需具有相同数目的导频符号。在一个实施例中，可在单个跳跃区上多路复用的移动台的数目等于跳跃区中的导频符号数目。

另外，尽管图3A和3B描绘针对具有频率选择性或时间选择性的信道而设计的导频符号群集，但导频模式可以是这样的：在同一导频模式中存在用于频率选择性信道的群集以及用于时间选择性信道的群集，例如以群集304、306、308或310的模式排列的一些群集以及以群集324、326、328或330的模式排列的一些群集。

在一些实施例中，用于切换中或处于两个或两个以上扇区或小区之间的边界处的那些移动台的预定导频模式将具有指示所述条件的导频模式。这些预定导频模式可基于所述导频符号的与用于与基站扇区的天线群组非切换通信的移动台的导频模式的导频符号位置相比不同的位置。

参看图4A和4B，说明根据另一实施例的导频分配方案。在图4A中，跳跃区400包括排列在群集402中的导频符号C_1，q、C_2，q和C_3，q；排列在群集404中的C_4，q、C_5，q和C_6，q；排列在群集406中的C_7，q、C_8，q和C_9，q；以及排列在群集408中的C_10，q、C_11，q和C_12，q。在一个实施例中，为了在多个移动台提供重叠导频符号的跳跃区中改进空间分集，应在相同OFDM符号周期和音调上多路复用不同移动台的导频符号，使得导频符号当在基站群集的天线处接收到时实质上正交。

在图4A中，导频符号C_1，q、C_2，q、C_3，q、C_4，q、C_5，q、C_6，q、C_7，q、C_8，q、C_9，q、C_10，q、C_11，q、和C_12，q中的每一者被分派到跳跃区400的多个移动台，也就是说，每一符号周期包括来自多个不同移动台的多个导频符号。以这样的方式产生并传输导频符号群集(例如，群集402、404、406和408)中的每一导频符号：所述群集中的导频符号的接收器(例如，基站)可接收到它们，使得它们相对于来自同一群集中的每一其它移动台的导频符号正交。这可通过应用预定相移(例如，标量函数)以倍增构成每一移动台所传输的导频符号的每一样本来进行。为了提供正交性，可将代表每一移动台的每一群集中的标量函数序列的向量的内积设置为零。

另外，在一些实施例中，优选的是，每一群集的导频符号与跳跃区的每一其它群集的导频符号正交。可用与针对来自不同移动台的每一群集内的导频符号提供正交性相同的方式，通过针对每一导频符号群集中每一移动台的导频符号利用不同的标量函数序列来提供这种正交性。正交性的数学确定可通过针对特定移动台选择特定群集的每一导频符号的标量倍数序列来进行，所述序列的向量相对于表示用于所有群集中的其它移动台以及其它群集中的相同移动台的导频符号的标量倍数序列的向量为正交的，例如内积为零。

在一个实施例中，可得到支持的移动台的数目(其中提供每一群集上的导频符号的正交性)等于每个导频符号群集所提供的导频符号的数目。

在一个实施例中，利用快速傅立叶变换函数来产生用于倍增导频符号的样本的指数函数。

为了克服可能出现的扇区内干扰，可对于移动台使用扰码。所述扰码可对于各个移动台为唯一的，或可对于与各个扇区通信的移动台中的每一者为相同的。

在一些实施例中，可向用于切换中或处于两个或两个以上扇区或小区之间的边界处的那些移动台的导频模式分派预定加扰序列和/或代码，所述导频模式将具有指示条件的导频模式。这些预定序列可不同于用于与基站扇区的天线群组非切换通信的移动台的导频模式的导频符号的序列。

参看图5A，说明根据一个实施例的导频模式分派方案。基站500包括三个扇区502、504和506。在每一扇区内，向移动用户分派不同的导频模式以用于在每一扇区中反向链路传输到基站。在图5A的实施例中，将导频模式a分派给与用于扇区502的天线通信的那些移动台，将导频模式b分派给与用于扇区504的天线通信的那些移动台，且将导频模式c分派给与用于扇区506的天线通信的那些移动台。可容易使用众所周知的技术来确定哪个扇区与哪个移动台通信。

为了促进切换，基站500可确定在扇区502中接收到的导频符号是在导频模式a、b还是c中。如果导频符号在导频模式a中，那么基站500知道所述移动台被分派给所述扇区。如果导频符号在导频模式b或c中，那么在尚未请求或分派切换的情况下，基站可忽略所述导频符号，或者在已经请求或分派切换的情况下，基站可解调并解码所述导频符号。基站接着可组合切换中的那些移动台的在用于每一扇区的天线群组处接收到的数据符号，以提供更软切换。可如参看图9A到10所论述那样执行此组合。

在图5A的实施例中，导频模式a、b和c可彼此正交，以为基站500提供用以解码导频符号的相对简单方法，尤其是在向不同扇区中的移动台分派重叠的时间和频率分配(例如，将同一跳跃区在不同扇区中分派给不同移动台)的情况下。另外，可在基站的多个扇区处同时处理导频符号的相关联数据符号，例如可在用于扇区502、504和506的每一天线处解码由扇区502中的移动台传输的数据符号，且接着使用最大比值合并(MRC)或其它已知技术将其组合。由于导频模式相对于彼此的正交性的缘故，可提供同时处理，从而允许基于导频模式的正交性来估计并识别移动台的数据符号。正交性可按照参看图3A、3B、4A和4B描述的任何途径，例如导频符号位置、用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一用户为唯一的加扰序列，或倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一扇区为唯一的加扰序列。

参看图5B，说明根据另一实施例的导频模式分派方案。基站510包括三个扇区512、514和516。在每一扇区内，向处于非切换通信中的移动用户分派与另一扇区中处于非切换通信中的那些移动用户不同的导频模式以用于反向链路传输。在图5B的实施例中，将导频模式a分派给与用于扇区512的天线通信的那些移动台，将导频模式b分派给与用于扇区514的天线通信的那些移动台，且将导频模式c分派给与用于扇区516的天线通信的那些移动台。可容易使用众所周知的技术来确定哪个扇区与哪个移动台通信。

另外，保留特定导频模式以用于切换，使得接收特定导频模式的任何扇区知道移动台处于更软切换中。在图5B的实施例中，分派经分派或请求在扇区512与514之间切换的那些移动台以传输具有导频模式c的导频符号，分派经分派或请求在扇区514与516之间切换的那些移动台以传输具有导频模式a的导频符号，且分派经分派或请求在扇区516与512之间切换的那些移动台以传输具有导频模式b的导频符号。以此方式，扇区可能对处于更软切换中的那些移动台具有最小干扰，因为切换中的那些扇区接收将对在同一扇区处接收的那些导频符号具有低干扰的导频符号，因为较远扇区将使用相同导频模式。基站接着可针对传输根据保留用于切换的导频模式而传输的导频符号的那些移动台组合在用于每一扇区的天线群组处接收到的导频符号和数据符号，以提供更软切换。

在图5B的实施例中，导频模式a、b和c可彼此正交，以为基站510提供用以解码导频符号的相对简单方法。正交性可按照参看图3A、3B、4A和4B描述的任何途径，例如导频符号位置、用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一用户为唯一的加扰序列，或用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一扇区为唯一的加扰序列。

为了在切换期间解码导频符号，基站510可决定单独从使用分派用于切换的导频模式中的一者的每一扇区提取导频符号，例如在扇区512中，假定具有模式c的导频符号与切换中的移动台有关。这是可能的，因为对于每一扇区，切换用户使用与所述扇区中所有其它用户正交的导频序列。基站接着可组合切换中的那些移动台的在用于每一扇区的天线群组处接收到的数据符号，以提供更软切换。可如参看图9A到10所论述那样执行此组合。

或者，基站可针对分派用于切换的导频模式在如参看5A和图5B描述的基站处使用来自每一扇区的天线来执行联合解码。在此类实施例中，基站可从每一扇区提取具有用于切换的保留导频模式的用户的数据符号，且接着将其与来自其它扇区的在相同跳跃区中具有相同导频模式的信号组合。然而，为了在处于同一扇区边界处的切换用户之间提供正交性，利用保留用于切换的导频模式的用户的跳跃序列在所述两个相邻扇区的每一者中是相同的。这是为了使得没有两个用户(每一用户来自所述相邻扇区的一者)会同时在相同时间-频率(例如，跳跃区)分配上使用相同导频模式。

参看图5C，说明根据又一实施例的导频模式分派方案。基站520包括三个扇区522、524和516。在每一扇区内，向移动用户分派相同的一个或一个以上导频模式以用于在每一扇区中反向链路传输到基站。在图5B的实施例中，将导频模式a和b分派给与用于扇区512、扇区514和扇区516的天线通信的那些移动台。

另外，与图5C类似地，保留特定导频模式以用于切换，使得接收所述特定导频模式的任何扇区知道移动台处于切换中。在图5C的实施例中，将相同导频模式分派给切换中的每一移动台。然而，可依据移动台自其或向其切换的扇区来利用不同导频模式。基站接着可组合切换中的那些移动台的在用于每一扇区的天线群组处接收到的数据符号，以提供更软切换。可如参看图9A到10所论述那样执行此组合。

在图5C的实施例中，导频模式a、b和c可彼此正交，以为基站520提供用以解码导频符号的相对简单方法。正交性可按照参看图3A、3B、4A和4B描述的任何途径，例如导频符号位置、用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一用户为唯一的加扰序列，或用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一扇区为唯一的加扰序列。

可在基站520的多个扇区处同时处理与保留用于切换的导频模式(例如，导频模式c)有关的数据符号，例如可在用于扇区502、504和506的每一天线处解码由扇区502中的移动台传输的导频符号，且接着利用MRC或其它已知技术将其组合。由于利用相对于所述扇区内所使用的所有导频模式正交的用于切换的特定导频模式的缘故，可提供同时处理。正交性可按照参看图3A、3B、4A和4B描述的任何途径，例如导频符号位置、用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一用户为唯一的加扰序列，或用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一扇区为唯一的加扰序列。

参看图5D，说明根据另一实施例的导频模式分派方案。基站530包括三个扇区532、534和536。在每一扇区内，向移动用户分派不同导频模式的群组以用于反向链路传输到基站。在图5D的实施例中，将导频模式a、b和c中的一者分派给与用于扇区532的天线通信的那些移动台，将导频模式d、e和f中的一者分派给与用于扇区534的天线通信的那些移动台，且将导频模式g、h和i中的一者分派给与用于扇区536的天线通信的那些移动台。可容易使用众所周知的技术来确定哪个扇区与哪个移动台通信。

为了促进切换，基站530可确定在扇区532中接收到的导频符号是否在导频模式a、b或c中。如果导频符号在导频模式a、b或c中，那么基站500知道所述移动台被分派给所述扇区。如果导频符号在导频模式d、e、f、g、h或i中，那么在尚未请求或向任何移动台分派切换的情况下，基站可忽略所述导频符号，或者在已经请求切换或向与所述基站或相邻基站通信的任何移动台分派切换的情况下，基站可解调并解码所述导频符号。基站接着可组合在用于每一扇区的天线群组处接收到的导频符号和数据符号，以提供更软切换。

在图5D的实施例中，导频模式a、b、c、d、e、f、g、h和i可彼此正交，以为基站530提供用以解码导频符号的相对简单方法，尤其是在向不同扇区中的移动台分派重叠的时间和频率分配(例如，将同一跳跃区在不同扇区中分派给不同移动台)的情况下。另外，可在基站的多个扇区处同时处理与切换中的移动台相关联的数据符号，例如可在用于扇区532、534和536的每一天线处解码由扇区532中的移动台传输的导频符号，且接着利用MRC或其它已知技术将其组合。由于导频模式相对于彼此的正交性的缘故，可提供同时处理，其由于导频模式正交性的缘故而允许将用户分开。正交性可按照参看图3A、3B、4A和4B描述的任何途径，例如导频符号位置、用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一用户为唯一的加扰序列，或用于倍增由每一用户传输的导频符号的对于每一扇区为唯一的加扰序列。

参看图6，说明根据另一实施例的多路接入无线通信系统。多路接入无线通信系统600包括多个小区，例如小区602、604和606。在图6的实施例中，每一小区602、604和606可包括多个扇区(未图示)，所述扇区与移动台620通信。对于小区之间的切换，有若干种方法可利用。在一个实施例中，每一小区将相同导频模式分派给切换中的每一移动台。以此方式，软切换可类似于参看针对更软切换的图5C描述的更软切换那样进行操作。在其它实施例中，可利用与图5A或5D的方法类似的方法，其中可基于某种地理计划算法将特定的一个或一个以上导频模式分派给不同小区，针对网络中的每个小区或者在小区群组之间以特定模式重复使用。这两种方法均可提供用以在多个基站处解码来自与一个基站通信的移动台的导频和数据符号的能力。这是一种在不增加处理额外负担的情况下提供软切换的有效方式。

为了处理用于处于更软切换中的那些移动台的数据符号，每一基站可利用用于切换中的那些移动台的唯一导频符号来解码切换中的那些移动台的数据符号。基站控制器630接着可确定所述基站中的一者或一者以上是否已经解码了来自切换中的那些移动台的传输。在实施例中，如果一个或一个以上基站成功解码了数据符号，那么通过基站控制器630组合来自成功解码数据符号的基站的解码数据符号。在其它实施例中，如果一个或一个以上基站成功解码了数据符号，那么利用来自仅一个基站的解码数据符号来传输到网络。

参看图7，说明根据又一实施例的导频模式分派方案。多个基站702、712和722由基站控制器730控制。所述基站702、712和722中的每一者包括对应于基站702的扇区704、706和708、基站712的扇区714、716和718和基站722的扇区724、726和728的天线群组。为了促进软切换，在一个实施例中，可在每一基站处利用不同于邻近基站的导频模式。举例来说，基站702利用导频模式a、b和c进行通信，基站712利用导频模式d、e和f，且基站722利用导频模式g、h和i。为了促进软切换，在一个实施例中，基站控制器730可解码与处于邻近扇区的导频模式中的导频符号有关的数据符号。在其它实施例中，此信息可提供在每一基站处，且可在每一基站处针对来自相邻小区的导频符号产生解码符号。可将解码符号提供到可将其组合的基站控制器730或仅用于传送到网络。

为了实现每一基站的导频模式之间的正交性，导频模式a、b和c；d、e和f；以及g、h和i各自可彼此正交。或者，除用户特定加扰和扇区特定加扰以外，还可利用小区特定加扰序列。小区特定加扰方案可由Y_c＝[Y_1，c，...Y_Np，s]^T定义，Y_c＝[Y_1，c，...Y_Np，s]^T是倍增所述小区中每个移动台的各自导频符号序列的标量函数的向量。整个导频符号序列Z_(q，s，c)＝[Z_{1，(q，s，c)}，...，Z_{Np，(q，s，c)}]^T可定义为如下，其对应于第c个小区的第s个扇区中的具有第q个用户特定加扰的移动台。如果利用扇区特定加扰：

Z_{k，(q，s，c)}＝S_k，q·X_k，s·Y_k，c，1≤k≤N_P，1≤s≤S，c＝1，2，  ....(1)

如果不利用扇区特定加扰：

Z_{k，(q，s，c)}＝S_k，q·Y_k，c，1≤k≤N_P，1≤s≤S，c＝1，2，        ....(2)

与用户特定和扇区特定加扰不同，不需要利用对小区特定加扰序列的任何特定优化。可利用的两个设计参数为：

^*小区特定加扰序列的所有元素具有相等模数。

^*小区特定加扰序列对于不同小区实质上不同。

基于上述内容，基站控制器730可知道每一小区特定加扰序列且解码未由特定基站解码的那些导频符号。

尽管图7描绘在每一基站的每一扇区中具有相同导频模式，但可对于每一基站利用与图5A、5B和5C类似的方法。

参看图8，说明MIMO系统800中的发射器系统810和接收器系统850的实施例的方框图。在发射器系统810处，将若干流式数据的业务数据从数据源812提供到发射(TX)数据处理器814。在实施例中，每一流式数据经由各自发射天线被发射。TX数据处理器814基于针对所述流式数据选择的特定编码方案来对用于每一流式数据的业务数据进行格式化、编码和交错，以提供编码数据。

用于每一流式数据的编码数据可使用OFDM技术来与导频数据多路传输。导频数据通常是以已知方式处理的已知数据模式，且可在接收器系统处用于估计信道响应。接着基于针对流式数据所选择的特定调制方案(例如，BPSK、QSPK、M-PSK或M-QAM)来调制(即，符号映射)用于每一流式数据的多路传输的导频和编码数据，以提供调制符号。用于每一流式数据的数据速率、编码和调制可通过由处理器830执行的指令来确定。

接着将用于所有流式数据的调制符号提供到TX处理器820，所述TX处理器820可进一步处理调制符号(例如，用于OFDM)。TX处理器820接着将N_T个调制符号流提供到N_T个发射器(TMTR)822a到822t。每一发射器822接收并处理各个符号流以提供一个或一个以上模拟信号，且进一步调节(例如，放大、滤波和升频转换)所述模拟信号，以提供适合经由MIMO信道传输的调制信号。接着分别从N_T个天线824a到824t发射来自发射器822a到822t的N_T个调制信号。

在接收器系统850处，由N_R个天线852a到852r接收发射的调制信号，且将来自每一天线852的接收信号提供到各个接收器(RCVR)854。每一接收器854调节(例如，滤波、放大和降频转换)各个接收信号，数字化所述调节信号以提供样本，且进一步处理所述样本以提供相应的“接收”符号流。

RX数据处理器860接着基于特定接收器处理技术接收并处理来自N_R个接收器854的N_R个接收符号流，以提供N_T个“检测”符号流。下文进一步详细描述RX数据处理器860所作的处理。每一检测符号流包括若干符号，其为针对相应流式数据所发射的调制符号的估计。RX数据处理器860接着对每一检测符号流进行解调、解交错和解码以恢复用于流式数据的业务数据。RX数据处理器818所作的处理与发射器系统810处的TX处理器820和TX数据处理器814所执行的处理互补。

RX处理器860可例如基于与业务数据多路传输的导频信息而导出所述N_T个发射天线与所述N_R个接收天线之间的信道响应的估计。RX处理器860可根据存储在存储器(例如，存储器872)中识别分派给每一导频符号的频率子载波和符号周期的导频模式来识别导频符号。另外，用户特定和扇区特定加扰序列可存储在存储器中，使得它们可由RX处理器860用来倍增所接收符号，使得可发生恰当解码。

为了在切换期间解码导频和数据符号，RX处理器860和处理器870可单独从使用分派用于切换的导频模式中的一者的每一扇区提取导频符号。针对每一扇区解码根据分派用于切换的导频模式中的一者来传输的导频符号和相关联的数据符号，且接着可组合来自所有扇区的符号。可通过利用最大比值合并(MRC)或其它已知技术来执行所述组合，如先前陈述的。

RX处理器860所产生的信道响应估计可用于在处理器处执行空间、空间/时间处理，调整功率电平，改变调制速率或方案或进行其它动作。RX处理器860可进一步估计检测符号流的信噪干扰比(SNR)且可能估计其它信道特征，并将这些量提供到处理器870。RX数据处理器860或处理器870可进一步导出所述系统的“操作”SNR的估计。处理器870接着提供信道状态信息(CSI)，其可包含关于通信链路和/或接收的流式数据的各种类型的信息。举例来说，CSI可仅包含操作SNR。CSI接着由TX数据处理器878处理，由调制器880调制，由发射器854a到854r调节，且传输回到发射器系统810。

另外，SNR估计可用于确定在小区群集或小区内正发射导频符号的移动台的位置。此信息接着可用于确定分派给移动台的导频模式。在一些实施例中，存储器832和872可含有对应于可在无线通信系统内利用的不同导频模式的识别符。存储器可基于导频符号是否将用于切换或移动台的位置是否指示其靠近小区或扇区边界来识别所述导频模式。导频模式还可具有相同的导频符号位置，但具有用户特定和/或扇区特定加扰序列，这取决于如何将不同导频模式彼此区别。这些识别符可接着从发射器传输到接收器，且接着由接收器用来根据所识别的导频模式调制导频符号。

在发射器系统810处，来自接收器系统850的调制信号由天线824接收，由接收器822调节，由解调器840解调，且由RX数据处理器842处理以恢复由接收器系统报告的CSI。接着将所报告的CSI提供到处理器830，且用于(1)确定用于所述流式数据的数据速率和编码及调制方案，并(2)产生对TX数据处理器814和TX处理器820的各种控制。

处理器830和870分别指导发射器和接收器系统处的操作。存储器832和872分别提供由处理器830和870使用的程序代码和数据的存储。存储器832和872依据群集位置、用户特定加扰序列、扇区特定加扰序列(如果利用的话)和小区特定加扰序列(如果利用的话)来存储导频模式。

处理器830和870接着可选择导频模式、用户特定加扰序列、扇区特定加扰序列和小区特定加扰序列中的哪一者将用于传输导频符号。

在接收器处，可使用各种处理技术来处理所述N_R个接收信号来检测所述N_T个发射的符号流。可将这些接收器处理技术分组为两个主要种类：(i)空间和空间-时间接收器处理技术(其还称为均衡技术)；以及(ii)“连续零位/均衡和干扰消除”接收器处理技术(其还称为“连续干扰消除”或“连续消除”接收器处理技术)。

尽管图8论述MIMO系统，但相同系统可应用于多输入单输出系统，其中多个发射天线(例如，基站上的那些天线)向单天线装置(例如，移动台)发射一个或一个以上符号流。同样，可用与参看图8描述者相同的方式来利用单输出到单输入天线系统。

参看图9A、9B和10，如果基站装备有多个天线以用于数据接收，那么可使用各种接收器空间处理技术来将来自多个用户的数据传输分开。如果利用单天线移动台(图9A)，那么在单天线移动台910a与多天线基站1000(图10)之间形成单输入多输出(SIMO)信道。SIMO信道的特征可以是针对每一子频带的R×1信道响应向量h_a(k，t)，其可表达为：

${\underset{‾}{h}}_a(k,t)=\left(\begin{array}{c}{h}_{a,1}(k,t)\\ h_{a,2}(k,t)\\ ·\\ ·\\ ·\\ h_{a,R}(k,t)\end{array}\right),$其中k＝1...K          等式(1)

其中k是子频带的指数，且h_a，i(k，t)(其中i＝1...R)是在跳跃周期t中针对子频带k的在移动台910a处的单个天线与基站1000处的R个天线之间的耦合或复合信道增益。

在多天线移动台910u(图9B)与多天线基站1000之间形成多输入多输出(MIMO)信道。用于移动台910u的MIMO信道的特征可以是针对每一子频带的R×T信道响应矩阵H_u(k，t)，其可表达为：

H_u(k，t)＝[h_u，1(k，t)h_u，2(k，t)...h_u，T(k，t)]，其中k＝1...K                    等式(2)

其中h_u，j(k，t)(其中j＝1...T)是在跳跃周期t中针对子频带k的在移动台910u处的天线j与基站1000处的R个天线之间的信道响应向量。每一信道响应向量h_u，j(k，t)含有R个元素且具有等式(4)中所示的形式。

一般来说，每一移动台可装备有一个或多个天线，且可在每一跳跃周期中分派有S个子频带，其中S≥1。每一移动台于是可针对每一天线具有一组信道响应向量，其中每一向量组含有针对跳跃周期t分派给移动台的S个子频带的S个信道响应向量。举例来说，如果在跳跃周期t中向移动台m分派具有指数k到k+S-1的S个子频带，那么移动台m的每一天线j的向量组将分别含有子频带k到k+S-1的S个信道响应向量h_m，j(k，t)到h_m，j(k+S-1，t)。这S个信道响应向量指示了分派给移动台m的S个子频带在移动台m处的天线j与基站处的R个天线之间的信道响应。移动台m的子频带指数k在每一跳跃周期中变化，且由分派给移动台m的FH序列确定。

针对同时数据传输而选择的多个移动台的信道响应向量通常彼此不同，且可视为这U个移动台的“空间签名”。基站可基于从移动台接收到的导频符号来估计每一移动台的信道响应向量，所述导频符号可与数据符号时分多路传输，如图3A、3B、4A和4B中所描绘的。

出于简单起见，以下描述假定L＝U/N且在每一跳跃周期中将L个单天线移动台m₁到m_L分派到每一子频带群组。可基于在跳跃周期t中使用子频带k的L个移动台的L个信道响应向量来形成每一跳跃周期t中的每一子频带k的R×L信道响应矩阵H(k，t)，如下：

$\underset{‾}{H}(k,t)=[{\underset{‾}{h}}_{m_1}(k,t){\underset{‾}{h}}_{m_2}(k,t)...{\underset{‾}{h}}_{m_L}(k,t)],$

其中k＝1...K         等式(3)

其中h_ml(k，t)(其中l＝1...L)是在跳跃周期t中使用子频带k的第l个移动台的信道响应向量。每一跳跃周期中每一子频带的信道响应矩阵H(k，t)依赖于分派给所述子频带和跳跃周期的特定组移动台。

基站处在每一跳跃周期t的每一符号周期n中针对每一子频带k的“接收”符号可表达为：

r(k，t，n)＝H(k，t)·x(k，t，n)+n(k，t，n)，其中k＝1...K     等式(4)

其中x(k，t，n)是具有在跳跃周期t的符号周期n中在子频带k上由L个移动台发送的L个“发射”符号的向量；r(k，t，n)是具有在跳跃周期t的符号周期n中针对子频带k在基站处经由R个天线获得的R个接收符号的向量；且n(k，t，n)是在跳跃周期t的符号周期n中子频带k的噪声向量。

出于简单起见，假定信道响应矩阵H(k，t)对于整个跳跃周期为恒定的且不是符号周期n的函数。同样出于简单起见，可假定噪声为具有零均值向量和具有(其中σ²是噪声的方差且I是单位矩阵)的协方差矩阵的加性白高斯噪声(AWGN)。

形成每一跳跃周期的每一符号周期中的K个子频带的K个发射符号向量x(k，t，n)(其中k＝1...K)。因为可在给定跳跃周期中将不同组移动台分派到不同子频带，正如其FH序列确定，所以每一跳跃周期的每一符号周期的K个发射符号向量x(k，t，n)可由不同组移动台形成。每一向量x(k，t，n)含有在跳跃周期t的符号周期n中由L个移动台使用子频带k发送的L个发射符号。一般来说，每一发射符号可以是数据符号、导频符号或“零”符号(其是为零的信号值)。

在每一跳跃周期的每一符号周期中获得所述K个子频带的K个接收符号向量r(k，t，n)(k＝1...K)。每一向量r(k，t，n)含有在一个符号周期中针对一个子频带在基站处经由R个天线获得的R个接收符号。对于给定子频带k、符号周期n和跳跃周期t，将向量x(k，t，n)中的第j个发射符号与信道响应矩阵H(k，t)的第j个向量/列相乘，以产生向量r_j(k，t，n)。x(k，t，n)中由L个不同移动台发送的L个发射符号与H(k，t)的L个列相乘，以产生L个向量r₁(k，t，n)到r_L(k，t，n)，其中每一移动台具有一个向量r_j(k，t，n)。由基站获得的向量r(k，t，n)由L个向量r₁(k，t，n)到r_L(k，t，n)或$\underset{‾}{r}(k,t,n)=\underset{j=1}{\overset{L}{\Sigma }}{\underset{‾}{r}}_j(k,t,n)$组成。r(k，t，n)中的每一接收符号因此含有x(k，t，n)中的L个发射符号中每一者的分量。在每一跳跃周期t的每一符号周期n中在每一子频带k上由L个移动台同时发送的L个发射符号因此在基站处彼此干扰。

基站可使用各种接收器空间处理技术来分开在每一符号周期中在每一子频带上由L个移动台同时发送的数据传输。这些接收器空间处理技术可包括迫零(ZF)技术、最小均方误差(MMSE)技术、最大比值合并(MRC)技术或其它已知技术。

对于迫零技术，基站可导出每一跳跃周期t中每一子频带k的空间滤波矩阵M_zf(k，t)，如下：

M_zf(k，t)＝[H^H(k，t)·H(k，t)]^-1·H^H(k，t)         等式(5)

其中“^H”表示共轭转置。基站(例如)基于移动台所传输的导频来估计每一子频带的信道响应矩阵H(k，t)。导频符号的空间处理可以是如本文先前描述的任何方式。

基站接着使用所估计的信道响应矩阵来导出空间滤波矩阵。出于清楚起见，以下描述假定没有估计误差，使得$\underset{‾}{\overset{^}{H}}(k,t)=\underset{‾}{H}(k,t).$因为假定H(k，t)在整个跳跃周期t上是常量，因而相同空间滤波矩阵M_zf(k，t，n)可用于跳跃周期t中的所有符号周期。

基站可在每一跳跃周期t的每一符号周期n中执行针对每一子频带k的迫零处理，如下：

${\underset{‾}{\overset{^}{x}}}_{\mathrm{zf}}(k,t,n)={\underset{‾}{M}}_{\mathrm{zf}}(k,t)·\underset{‾}{r}(k,t,n),$

        $={[{\underset{‾}{H}}^H(k,t)·\underset{‾}{H}(k,t)]}^{-1}·{\underset{‾}{H}}^H(k,t)·[\underset{‾}{H}(k,t)·\underset{‾}{x}(k,t,n)+\underset{‾}{n}(k,t,n)],$           等式(6)

        $=\underset{‾}{x}(k,t,n)+{\underset{‾}{n}}_{\mathrm{zf}}(k,t,n)$

其中是具有在跳跃周期t的符号周期n中针对子频带k的L个“检测”数据符号的向量，且n_zf(k，t，n)是迫零处理之后的噪声。检测数据符号是对移动台所发送的数据符号的估计。

对于MMSE技术，基站可导出每一跳跃周期t中每一子频带k的空间滤波矩阵M_mmse(k，t，n)，如下：

M_mmse(k，t)＝[H^H(k，t)·H(k，t)+σ²·I]^-1·H^H(k，t)                           等式(7)

如果已知噪声的协方差矩阵那么在等式(10)中可使用此协方差矩阵来代替σ²·I。

基站可在每一跳跃周期t的每一符号周期n中针对每一子频带k执行MMSE处理，如下：

${\underset{‾}{\overset{^}{x}}}_{\mathrm{mmse}}(k,t,n)={\underset{‾}{D}}_{\mathrm{mmse}}^{-1}(k,t)·{\underset{‾}{M}}_{\mathrm{mmse}}(k,t)·\underset{‾}{r}(k,t,n),$

          $={\underset{‾}{D}}_{\mathrm{mmse}}^{-1}(k,t)·{\underset{‾}{M}}_{\mathrm{mmse}}(k,t)·[\underset{‾}{H}(k,t)·\underset{‾}{x}(k,t,n)+\underset{‾}{n}(k,t,n)],$

                              等式(8)

其中D_mmse(k，t)是含有矩阵[M_mmse(k，t)·H(k，t)]的对角元素的对角向量，或D_mmse(k，t)＝diag[M_mmse(k，t)·H(k，t)]；且n_mmse(k，t，n)是MMSE处理之后的噪声。

来自空间滤波M_mmse(k，t)的符号估计是对x(k，t，n)中的发射符号的非规格化估计。与缩放矩阵相乘提供对发射符号的规格化估计。

对于MRC技术，基站可导出每一跳跃周期t中每一子频带k的空间滤波矩阵M_mrc(k，t)，如下：

M_mrc(k，t)＝H^H(k，t)                等式(9)

基站可在每一跳跃周期t的每一符号周期n中针对每一子频带k执行MRC处理，如下：

${\underset{‾}{\overset{^}{x}}}_{\mathrm{mrc}}(k,t,n)={\underset{‾}{D}}_{\mathrm{mrc}}^{-1}(k,t)·{\underset{‾}{M}}_{\mathrm{mrc}}(k,t)·\underset{‾}{r}(k,t,n),$

          $={\underset{‾}{D}}_{\mathrm{mrc}}^{-1}(k,t)·{\underset{‾}{M}}^H(k,t)·[\underset{‾}{H}(k,t)·\underset{‾}{x}(k,t,n)+\underset{‾}{n}(k,t,n)],$

                          等式(10)

其中D_mrc(k，t)是含有矩阵[H^H(k，t)·H(k，t)]的对角元素的对角向量，或D_mrc(k，t)＝diag[H^H(k，t)·H(k，t)]；且n_mrc(k，t，n)是MRC处理之后的噪声。

如上文所示，基站可基于移动台的不相关空间签名来将在每一跳跃周期t的每一符号周期n中在每一子频带k上同时从高达L个移动台发送的多个数据传输分开，所述空间签名由移动台的信道响应向量h_ml(k，t)给出。当用于数据接收的天线的数目增加时，这允许较高容量。另外，此方法可降低在每一跳跃周期中在每一子频带上观测到的小区内干扰量，使得可实现对空间维度中所产生的额外容量的较好利用。

在每一基站处，可通过利用在每一天线群组处(即，用于不同扇区的天线群组)接收到的符号数据产生估计矩阵来执行以上处理技术。举例来说，如果移动台处于切换中，那么在多个天线群组处接收其导频和数据符号。由于在每一天线群组处接收到导频符号，因而可通过组合在每一天线群组处接收的数据符号来产生已解码数据符号。

在跨越多个小区的软切换的情况下，每一小区或小区内的每一扇区可解码数据符号。接着，控制所述小区的基站控制器可组合已解码符号，或可使用在所述小区中的一者处解码的符号而不考虑在其它一个或一个以上小区处针对所述移动台执行的解码。或者，其可组合来自多个基站的解码符号。

图9A和9B分别说明单天线移动台910a和多天线移动台910u的实施例的方框图。在单天线移动台910a处，编码器/调制器914a从数据源912a处接收业务/分组数据(表示为{d_a})并可能从控制器940a接收额外开销/信令数据，基于针对移动台910a选择的一个或一个以上编码和调制方案来处理(例如，编码、交错和符号映射)所述数据，且为移动台910a提供数据符号(表示为{x_a})。每一数据符号是调制符号，其是调制方案(例如，M-PSK或M-QAM)的信号群中某点的复值。

符号-子频带映射器920a接收数据符号和导频符号，且在每一跳跃周期的每一符号周期中将这些符号提供到恰当子频带上，如由来自FH产生器922a的FH控制所确定。FH产生器922a可基于分派给移动台910a的FH序列或业务信道来产生FH控制。FH产生器922a可用查找表、PN产生器等来实施。映射器920a还为未用于导频或数据传输的每一子频带提供零符号。对于每一符号周期，映射器920a输出用于总共K个子频带的K个发射符号，其中每一发射符号可以是数据符号、导频符号或零符号。

OFDM调制器930a针对每一符号周期接收K个发射符号，且针对所述符号周期产生相应的OFDM符号。OFDM调制器930a包括快速傅立叶逆变换(IFFT)单元932和循环前缀产生器934。对于每一符号周期，IFFT单元932使用K点IFFT将K个发射符号变换为时域，以获得含有K个时域样本的“变换”符号。每一样本是将在一个样本周期中传输的复值。循环前缀产生器934重复每一经变换符号的一部分以形成含有N+C个样本的OFDM符号，其中C是所重复的样本的数目。重复部分通常称为循环前缀，且用于克服由频率选择衰退造成的ISI。OFDM符号周期(或简单地说，符号周期)是一个OFDM符号的持续时间，且等于N+C个样本周期。OFDM调制器930a将OFDM符号流提供到发射器单元(TMTR)936a。发射器单元936a处理(例如，转换成模拟、滤波、放大和升频转换)OFDM符号流以产生调制信号，所述调制信号从天线938a发射。

在多天线移动台910u处，编码器/调制器914u从数据源912u处接收业务/分组数据(表示为{d_u})并可能从控制器940u接收额外开销/信令数据，基于针对移动台910u选择的一个或一个以上编码和调制方案来处理所述数据，且为移动台910u提供数据符号(表示为{x_u})。解多路复用器(Demux)916u将数据符号解多路复用为用于移动台910u处的T个天线的T个流，其中每一天线具有一个数据符号流{x_u，j}，且将每一数据符号流提供到各自符号-子频带映射器920u。每一映射器920u接收用于其天线的数据符号和导频符号，且在每一跳跃周期的每一符号周期中将这些符号提供到恰当子频带上，如由FH产生器922u基于分派给移动台910u的FH序列或业务信道而产生的FH控制所确定。可在每一符号周期中在分派给移动台910u的每一子频带上从所述T个天线发送高达T个不同数据符号或导频符号。每一映射器920u还为未用于导频或数据传输的每一子频带提供零符号，且对于每一符号周期，将用于总共K个子频带的K个发射符号输出到相应的OFDM调制器930u。

每一OFDM调制器930u针对每一符号周期接收K个发射符号，对所述K个发射符号执行OFDM调制，且产生用于所述符号周期的相应的OFDM符号。T个OFDM调制器930ua到930ut分别将T个OFDM符号流提供到T个发射器单元936ua到936ut。每一发射器单元936u处理其OFDM符号流，且产生相应的调制信号。分别从T个天线938ua到938ut发射来自发射器单元536ua到536ut的T个调制信号。

控制器940a和940u分别控制移动台910a和910u处的操作。存储器单元942a和942u分别提供由控制器940a和940u所使用的程序代码和数据的存储。

参看图10，说明基站1000的实施例的方框图。由选用于数据传输的U个移动台传输的调制信号由R个天线1012a到1012r接收，且每一天线将接收信号提供到各自接收器单元(RCVR)1014。每一接收器单元1014处理(例如，滤波、放大、降频转换和数字化)其接收信号，且将输入样本流提供到相关联的OFDM解调器(Demod)1020。每一OFDM解调器1020处理其输入样本且提供接收符号。每一OFDM解调器1020通常包括循环前缀移除单元和快速傅立叶变换(FFT)单元。循环前缀移除单元移除每一接收的OFDM符号中的循环前缀以获得接收的变换符号。FFT单元用K点FFT将每一接收的变换符号变换为频域，以获得针对K个子频带的K个接收符号。对于每一符号周期，R个OFDM解调器1020a到1020r将R个天线的R组K个接收符号提供到接收(RX)空间处理器1030。

接收(RX)空间处理器1030包括针对K个子频带的K个子频带空间处理器1032a到1032k。在RX空间处理器1030内，将针对每一符号周期来自OFDM解调器1020a到1020r的接收符号解多路复用为接收符号的K个向量r(k，t，n)(其中k＝1...K)，将所述向量提供到所述K个空间处理器1032。每一空间处理器10632还接收针对其子频带的空间滤波矩阵M(k，t)，用M(k，t)对r(k，t，n)执行接收器空间处理(如上文描述)，且提供检测数据符号的向量。对于每一符号周期，K个空间处理器1032到10632k将针对K个子频带的K个向量中的K组检测数据符号提供到子频带-符号解映射器1040。

解映射器1040针对每一符号周期获得K组检测数据符号，且将针对每一移动台m的检测数据符号提供到用于所述移动台的流上，其中m∈{a...u}。通过由FH产生器1042基于分派给所述移动台的FH序列或业务信道产生的FH控制来确定每一移动台所使用的子频带。解调器/解码器10650处理(例如，符号解映射、解交错和解码)每一移动台的经检测数据符号且提供用于所述移动台的解码数据

信道估计器1034从OFDM解调器1020a到1020r获得接收的导频符号，且基于用于移动台的接收的导频符号为正向基站1000传输的每一移动台的每一天线导出信道响应向量。空间滤波矩阵计算单元1036基于使用所述子频带和跳跃周期的所有移动台的信道响应向量而形成每一跳跃周期中每一子频带的信道响应矩阵H(k，t)。计算单元1036接着基于针对所述子频带和跳跃周期的信道响应矩阵H(k，t)且进一步使用迫零、MMSE或MRC技术(如上文描述)为每一跳跃周期的每一子频带导出空间滤波矩阵M(k，t)。计算单元1036将针对每一跳跃周期中K个子频带的K个空间滤波矩阵提供到K个子频带空间处理器1032a到1032k。

控制器1060控制基站1000和大体上靠近基站1000的其它基站处的操作。存储器单元1062提供由控制器1060使用的程序代码和数据的存储。在跨越多个小区的软切换的情况下，控制器1060可组合解码符号，或可使用在基站处所解码的符号而不考虑用于所述移动台的在其它一个或一个以上小区处所执行的解码。或者，其可组合来自多个基站的解码符号。

参看图11，说明根据一个实施例的导频符号分派方法的流程图。确定接入终端正与哪个天线群组或在哪个扇区内通信(方框1100)。这个确定可使用已知技术进行，或可由接入点分派。基于所述信息，将导频模式分派给接入终端(方框1102)。导频模式可以是用于所述扇区的唯一导频模式或分派给所述扇区的许多导频模式中的一者。

参看图12，说明根据另一实施例的导频符号分派方法的流程图。确定接入终端的位置(方框1200)。这可基于确定接入终端与接入点的一个或一个以上天线群组之间的距离，例如通过确定信号强度或信噪比。此外，可基于接入终端是否在接入点的一个或一个以上扇区之间的边界附近做出所述确定。在其它实施例中，这可通过利用服务质量要求以选择多个指示符中的指示符、从接入终端接收的信道质量信息或例如SNR等其它信号质量指示符来进行。

基于所述信息，将导频模式分派给接入终端(方框1202)。所分派的导频模式可对于两个或两个以上扇区之间的边界为唯一的、对于接入点的所有扇区的所有边界为相同的，或为其混合。另外，分派给边界附近的那些接入终端的特定导频模式可随着时间或基于其它系统参数而变化。可将分配用于仅与一个扇区或天线群组通信的接入终端的一个或一个以上导频模式中的一者或一者以上分派给不在边界附近的那些接入终端。

参看图13，说明根据又一实施例的导频符号分派方法的流程图。确定接入终端的位置(方框1300)。这可基于确定接入终端和接入点的一个或一个以上天线群组的位置或通过确定是否已经对切换作出请求来进行。

基于所述信息，将导频模式分派给接入终端(方框1302)。分派用于处于切换中的接入终端的导频模式可不同于不处于切换中的接入终端。举例来说，导频模式可对于任何扇区组合之间的切换为唯一的、对于接入点的所有扇区之间的所有切换为相同的，或为其混合。另外，分派给用于切换的那些接入终端的特定导频模式可随着时间或基于其它系统参数而变化。可将分配用于仅与一个扇区或天线群组通信的接入终端的一个或一个以上导频模式中的一者或一者以上分派给不处于切换中的那些接入终端。

图11到13中分派的导频模式可包含导频符号位置，且包含用户加扰序列和扇区特定加扰序列中的任一者、两者或不包括所述序列两者。而且，可通过对于参看图11到13描述的任何方框用小区替代扇区而改变所述方法以应用于小区。

本文所描述的技术可通过各种方式来实施。举例来说，这些技术可在硬件、软件或其组合中实施。对于硬件实施方案，基站或移动台内的处理单元可在一个或一个以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、经设计以执行本文描述的功能的其它电子单元或其组合内实施。

对于软件实施方案，本文所描述的技术可用执行本文描述的功能的模块(例如，过程、函数等)实施。软件代码可存储在存储器单元中且由处理器执行。存储器单元可在处理器内部或在处理器外部实施，在存储器外部实施的情况下，其可以通信方式经由此项技术中已知的各种方式耦合到处理器。

提供先前对所揭示实施例的描述是为了使得所属领域的技术人员能够制作和使用本发明。所属领域的技术人员可容易了解对这些实施例的各种修改，且在不脱离本发明精神或范围的情况下，本文所定义的一般原理可适用于其它实施例。因此，本发明不希望限于本文展示的实施例，而是应符合与本文所揭示的原理和新颖特征一致的最广范围。