用于符号级均衡器的以HSDSCH符号速率更新的滤波器权重估计设备

摘要

一种用于通信接收机的均衡器的滤波器权重估计设备(D)，包括：i)抽头延迟线，与其中每个支路都包括解扰器(DS1－DSN)和解扩器(DE1－DEN)的N个支路连接，用于利用等于与可用复用信道相关联的所有信道化码的总和的参考码对与一个或更多个可用复用信道相对应的接收信号进行解扩，所述一个或更多个可用复用信道与不同的信道化码相关联：

说明书

技术领域

本发明涉及针对非常高的数据速率在实现HSDPA(高速下行链路分组接入-UMTS标准的版本5-3GPP的规范HSDPA 3G TR 25.212)等的无线CDMA网络中的下行链路传输。

应注意，下行链路传输涉及从移动网络(例如诸如Node B之类的基站)向用户移动站(或用户设备)的传输，而上行链路传输涉及从用户移动站向移动网络的传输。

背景技术

如本领域技术人员所知，在UMTS FFD系统(“频分双工”)(以及其它类似或等同的系统)中，在以多路复用形式传输针对用户移动站的下行链路信号之前，对该下行链路信号进行处理。该处理在于：利用其各自的正交短(信道化或扩频)码、以可能的不同速率对不同用户符号(与不同HSDSCH信道相关联)独立地进行扩频，然后在码片级将作为结果的流相加，并最终在同步传输之前通过小区专用长(加扰)码对总的码片序列进行加扰。例如，在其中为提供各个服务质量(QoS)等级而考虑多速率的DS-CDMA系统中，使用具有从2的4次方到512次方范围内变化的因子的正交可变扩频因子(OVSF)码，作为用于对用户符号进行扩频的正交短扩频码。

应注意，在UMTS标准中，定义了具有不同延迟以及顺序需要的四种QoS类别：传统的(低延迟以及严格顺序-例如话音数据)、流式的(适度延迟以及严格顺序，例如视频数据)、交互的(适度延迟以及适度顺序-例如网络浏览数据)、以及后台的(没有延迟保证并且没有顺序-例如大批量数据传送)。

提出了HSDPA，以通过使用快速物理层重传和传输组合以及由每个基站(Node B)所控制的链路适配来提高下行链路数据吞吐量。

在HSDPA中，WCDMA的两个主要特征被禁用：可变扩频因子和快速功率控制。它们被自适应编码速率和自适应调制以及广泛的多码操作取代。将扩频因子固定为16，用户可以同时使用多达15个(信道化或扩频)码，这使HSDPA链路适配具有很大的动态范围并保持良好的频谱效率。调度处理在Node B中完成，以便在必要时以及信道条件使得该策略有效时，可以将所有容量分配给一个用户。

HSDPA提供四个主要性质：用于HSDPA业务的多个接入码的分配、所分配的码的快速调度、链路适配以及混合自动重复请求(HARQ)。为了支持这些性质，引入了两个附加类型的信道。在下行链路中，一个或更多个高速共享控制信道(HS-SCCH)广播HSDPA信道分配标识、传输格式以及HARQ处理标识符。在上行链路中，高速专用物理控制信道(HS-DPCCH)携带用于HARQ的状态报告以及信道质量指示符(CQI)。

在CDMA下行链路传输中，尽管在基站侧发送的用户信号是正交的，由于发射机与接收机之间的传播信道的多路效应，导致所述用户信号在移动站的前端不再正交。因此，在由用户移动站的通信接收机执行的符号估计中，这种正交性的丧失引起码间干扰(也被称为多用户干扰(MUI)或多接入干扰(MAI))、码片间干扰以及符号间干扰。最优或次优类型的通信接收机(即多用户检测器(MUD)和干扰消除器(IC))在大多数情况下需要知道所有活动用户的信号以及信道参数，以减轻多路效应并以最可靠的方式来检测所需数据流。

然而，由于其高复杂度以及通常无法获知所有用户的传输参数的事实，在移动站中实现MUD或IC的可能性受到限制。一种很实际且被广泛利用的次优解决方案在于使用传统Rake接收机，其中传统Rake接收机对所需用户的码执行匹配滤波器操作，在所述操作中多用户干扰被视为加性白噪声。然而，在使用少数扩频码来实现高数据速率(实际上是在HSDPA的情况下)时，由于多径干扰变得更加显著并且扩频序列的相关特性被破坏的事实，Rake接收机的性能下降。

为此，为了恢复用户码之间的正交性以及限制干扰，提出了在HSDPA通信接收机中使用均衡器，并因此实现非常高的数据速率。

应注意，均衡器是用于利用选定码片数目的延迟来均衡对于位于同一小区中的所有用户的信号(符号)而言是公共的信道的线性滤波器，以最大化信号与干扰加噪声比(SINR)。该线性滤波器通常是LMMSE类型。它包括第一和第二级。第一级提供用于确定线性滤波器的滤波器权重，而第二级提供用于通过该滤波器权重进行数据滤波。

已经提出了若干种用于HSDPA的均衡器。这些均衡器在性能上提供了显著的增益。具体地，这些均衡器提出了对自适应算法的使用，该自适应算法与出自以下两篇文章的码片级线性最小均方误差(LMMSE)接收机表示相似：

-M.lenardi，D.T.M.Slock“SINR maximizing equalizer receiver forDS-CDMA”，EUSIPCO 2000，10th Europen association for signalprocessing conference，4-9 September 2000-Tampere-Finland，-M.lenardi，D.T.M.Slock“A RAKE structured SINR maximizingmobile receiver for the WCDMA downlink”，Asilomar 2001，35th IEEEAnnual Asilomar Conference on Signals，Systems and Computers，4-7November 2001-Pacific Crove，USA。

通常，自适应均衡器是以基本公共导频信道(PCPICH)符号速率更新的符号级解决方案，或以码片速率(即以码片速率在码片级的滤波器适配操作)更新的码片级解决方案。

针对CDMA系统的导频-辅助均衡器设计不像针对诸如GSM之类的TDMA系统的那样的微不足道。在CDMA系统中，将公共导频信号与有效载荷数据进行时分复用。因此，公共导频信号不受任何用户数据干扰，而仅受加性高斯白噪声(AWGN)干扰。在诸如UMTS FDD下行链路之类的CDMA系统中，将导频数据(PCPICH)与所有其它当前用户和控制信号进行码分复用。因此，因为PCPICH码片功率仅为基站发射码片功率的10％，所以高等级干扰影响PCPICH码片功率，并且PCPICH码片功率无法有效地用于以码片速率来训练均衡器权重。

作为替代，在文章：C.D.Frank，E.Visotsky and U.Madhow“Adaptive Interference Suppression for the Downlink of Direct SequenceCDMA System with Long Spreading Sequences”，Journal of VLSI SignalProcessing，vol.30，no.1，pp.273-291，March 2002中，利用导频信道化码对接收到的信号进行解扩，然后抑制PCPICH信号上的大多数干扰。

在这种方法中，为了确定N个滤波器权重，第一级包括与N个支路连接的抽头延迟线，每个支路包括：解扰器和解扩器(用于利用PCPICH信道化码C_ch，256，0(即，导频信号)对接收到的信号进行解扩)；线性滤波器，包括分别与N个支路连接的N个输入滤波器抽头以及回归输入端，并且该线性滤波器被布置为输出PCPICH符号估计；以及适配模块，用于从期望的符号(即，正确的(且已知的)PCPICH符号)中减去PCPICH符号估计，以输出馈给回归输入端的误差信号。尽管这是抵抗干扰的非常有效的方法，然而由于长时间解扩操作，仅与一个PCPICH周期相对应的每256个码片进行一次适配。这使得这项技术在跟踪时变信道时变得缓慢。

应注意，在HSDPA中，下行链路接收到的信号通常与被复用的HSDSCH信道(“高速下行链路共享信道”)相对应，被复用的HSDSCH信道与不同的16个码片长的信道化码相关联。然而，现有技术中没有一个均衡器的状态是为了开发HSDPA的特性、性质和特征而设计的。因此，现有技术中的均衡器对于HSDPA而言并不是真正最优的。

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种用于符号级自适应均衡器的滤波器权重估计设备，用于以码片速率和码片级进行滤波操作，与现有技术相反，其以HSDSCH符号速率(比现有技术高16倍的速率)进行更新，并且充分适于HSDPA特性、性质和特征。

为此，本发明提供了一种用于通信接收机(HSDPA类型等)的(符号级)均衡器的滤波器权重估计设备，包括：

-抽头延迟线，对接收到的信号进行延迟，

-N个支路，其中每个支路连接至所述抽头延迟线，并且包括解扰器和解扩器，用于利用参考码对接收到的延迟信号进行解扩(对应于与信道化码相关联的一个或更多个可用复用信道)，以输出符号(在将要由以下自适应滤波器的权重组合的N个码片隔开的延迟时刻)利用输出符号参考码；

-自适应滤波器，包括分别与N个支路连接的N个输入滤波器抽头以及回归输入端(包含N个解扩器输出符号)，并被布置为输出参考符号估计；

-以及误差计算模块，用于从期望的参考符号中减去参考符号估计，以输出馈给回归输入端的误差信号。

该滤波器权重估计设备的特征在于：

-其每个解扩器被布置为：利用等于与可用复用信道相关联的所有信道化码的总和的参考码，对延迟的接收信号进行解扩，

-其自适应滤波器被布置为：估计由解扩器输出的、并与每个可用信道相关联的符号的总和，该符号总和构成了定义参考符号估计的伪符号估计；以及被布置为实现(N)LMS类型的机制，以产生选定数目的滤波器权重，以及

-该滤波器权重估计设备还包括(多级)量化器(检测器或限幅器)，该(多级)量化器(检测器或限制器)被布置为对参考符号估计进行量化，以估计期望的参考符号。

可以将该滤波器权重估计设备布置为：对与HSDSCH类型的、并且每个都与16个码片长的信道化码相关联的可用复用信道相对应的接收信号进行处理。

此外，为了实现线性最小均方误差(LMMSE)滤波器，自适应滤波器可以是最小均方(LMS)类型或标准化最小均方(NLMS)类型。

此外，为了估计用于训练自适应滤波器的参考符号估计，可以将量化器布置为基于先验概率在自适应滤波器输出端产生最大后验判决(伪符号估计)。

本发明还提供了一种符号级均衡器，该均衡器包括如上所述的滤波器权重估计设备以及数据滤波级，该数据滤波级包括：线性滤波器，由滤波器权重估计设备为该线性滤波器提供滤波器权重，将接收到的信号馈给该线性滤波器，并将该线性滤波器布置为利用与选定数目的码片相等的延迟对接收到的信号进行均衡，以输出总码片序列估计。

此外，该数据滤波级可以包括：i)线性滤波器，将接收到的信号馈给该线性滤波器，并且该线性滤波器输出总码片序列估计；ii)解扰器，提供用于利用选定的扰码对总码片序列估计进行解扰，以输出解扰后的总码片序列估计；以及iii)至少一个解扩器，被布置为利用与用户信道相关联的信道化码对解扰后的总码片序列估计进行解扩，以输出用户符号。

本发明还提供了一种通信接收机(HSDPA类型等)，该通信接收机包括如上所述的均衡器。

本发明还提供了一种通信设备，该通信设备包括如上所述的通信接收机。例如，这种通信设备可以是移动电话。

附图说明

通过研究此后的详细说明书以及附图，本发明的其它特征和优点将变得显而易见，在附图中：

-图1示意性地示出了包括根据本发明的符号级自适应均衡器的通信接收机的示例；

-图2示意性地示出了用于符号级均衡器的根据本发明的滤波器权重估计设备的实施例的示例；

-图3是用于UMTS FDD下行链路的OVSF码树的部分示例；

-图4示意性地示出了在自适应滤波器(AF)的输出端处由QPSK符号的总和引起的期望的参考符号(d)的实部或虚部的可能值，作为采用5个HSDPA信道化码的总和进行解扩操作的结果；以及

-图5示意性地示出了用于伪符号星座的实部和虚部的MAP判决边界的示例；细的垂直线表示中点，而粗的垂直线表示边界。

附图不仅可以用于使本发明完整，需要时还可以用于本发明的定义。

具体实施方式

首先参考图1和2，描述一种包括根据本发明的滤波器权重估计设备D的示例的通信接收机RR。

在下列描述中，将认为，通信接收机RR旨在针对诸如适于在实现HSDPA(高速下行链路分组接入-UMTS标准的版本5-3GPP的规范HSDPA 3G TR 25.212)的UMTS FDD网络中的无线电通信的移动电话之类的通信设备。然而重要的是，应注意本发明既不局限于这类通信设备也不局限于这类通信网络。实际上，本发明适用于将给用户分配多个码的任意无线CDMA网络。

将移动电话布置为：至/自UMTS网络的基站(Node B)发送(上行链路)以及接收(下行链路)数据分组。本发明仅涉及对通过高速下行链路共享信道传送的信号的处理。然而，本发明还适用于任意将多个码分配给用户的正交CDMA系统。

如图1中示意性示出的，根据本发明的HSDPA通信接收机RR明确地包括：天线AN，用于接收由基站(例如，UMTS网络情况下的NodeB)发送的下行链路信号；以及符号级均衡器ER，被布置为将所述接收到的信号转换为用户符号。

应注意，在UMTS FDD下行链路中，所发送的下行链路信号是由基站对分别针对不同用户的符号组所进行的处理而产生的。下面将对简要描述这一过程。

首先，利用其各自的正交短(信道化或扩频)码，以可能的不同速率，独立地对不同的用户符号组进行扩频。例如，当这些码是HSDPA码时，这些用户符号组可以是OVSF(“正交可变扩频因子”)类型的。其它码可能具有从4到512变化的长度。

图3示出了OVSF码树的部分示例。在本示例中，参考SF指示扩频因子。不同用户的扩频因子可以是相同或不同的。应注意，当两个用户A和B分别与等于16和128的扩频因子相关联时，用户A的一个(1)符号需要16个码片，而用户B的一个(1)符号需要128个码片。因此，在128个码片期间，用户B仅能够发送一个符号，而用户A能够发送8个符号(传输速率较高)。

在完成扩频时，将不同扩频符号组相加(即，复用)，并且构成总码片序列的结果以码片级流动。然后，通过用户(信号要发送的地址)所在的小区专用的长扰码对总码片序列进行加扰。最后，基站将由扰码产生的信号同步发送至用户设备。

在用户设备接收到这样的信号时，其通信接收机RR将该信号发送至其均衡器ER。

如图1所示，根据本发明的均衡器ER包括：第一D和第二DFS级。第一级是权重估计设备D，其包含符号级滤波器AF，用于实现诸如最小均方(LMS)算法或其标准化形式NLMS之类的机制(或算法)，并且专门用于计算针对第二级DFS的滤波器权重fi(i＝1至N)。第二级DFS是数据滤波级，下面将对其予以说明。

如图2所示，根据本发明，滤波器权重估计设备D包括：抽头延迟线(DMi，i＝2至N；DM2-DMN)、N个支路(DEi和DSi，i＝1至N)、自适应滤波器AF、多级均衡器SM(例如限幅器或检测器)、以及误差计算模块AM。

抽头延迟线接收用于处理的信号y₁，并包括N-1个子模块DM2-DMN，所述N-1个子模块DM2-DMN用于在接收信号到达N个支路之前将选定的延迟引入接收信号。将无延迟的信号馈送给第一(上)支路。

支路的数目N等于自适应滤波器AF的输入滤波器抽头的数目。每个支路包括解扰器DSi和解扩器DEi。

将每个解扰器DSi布置为：利用长扰码S^*对其从抽头延迟线接收的信号进行解码，该长扰码S^*先前用于基站，并且是用户设备所在的小区专用的。因此，每个解扰器DSi输出解码后的信号。

将每个解扩器DEi布置为对从与之相连的解扰器DSi接收到的解码后的信号进行解扩。上述解扩利用参考码来实现，该参考码与基站中用于对与不同HSDSCH信道相关联的不同用户符号组进行扩频的所有短信道化(或扩频)码(1至15个元素)的矢量和相等。因此，总和的结果取决于已被复用到基站中的可用HSDSCH信道的数目，并且自然取决于用于对这些可用HSDSCH信道的用户符号组进行扩频的信道化码的各个值的数目。

每个解扩器DEi输出用于馈送至自适应滤波器AF的相应输入滤波器抽头的符号。每个输出的符号代表总和，这是因为用于获得该符号的解扩码是所有已使用的短信道化码的总和。

自适应滤波器AF包括：N个输入滤波器抽头，分别连接至N个支路(更准确地，连接至解扩器DEi的输出端)；以及回归输入端，向其馈送由误差计算模块AM输出的误差信号。

如果自适应滤波器AF的输入滤波器抽头分别接收解扩器DEi输出的符号，并且每个符号代表总和，则该自适应滤波器AF输出对所有符号的总和的估计。该总和估计被称为伪符号估计，并且定义了参考符号估计rs。

如上所述，自适应滤波器AF实现(N)LMS类型的算法，以通过接收到滤波器AF的回归输入端上的误差信号e来确定滤波器权重fi。应注意，LMS算法按照以下方式操作：

$w_{l+1}=w_l+{\mathrm{\mu u}}_l^H(d\left[l\right]-u_l{w}_l)=w_l+{\mathrm{\mu u}}_l^{H}e\left[l\right]$

其中：

-w₁是在HSDPA符号时刻1处的NX1个自适应滤波器权重矢量，

-u₁是在HSDPA符号时刻1处的1xN个自适应滤波器回归矢量(该矢量与N个解扩输出相对应)，

-以及通过rs＝u₁ w₁给出参考符号估计rs(自适应滤波器输出)。

多级均衡器SM从自适应滤波器AF接收参考符号估计rs。将该多级均衡器SM布置为对参考符号估计rs执行最大后验(MAP)判决(或多级量化)，以输出期望的参考符号d。MAP判决为本领域技术人员所公知，下面对其进行简要介绍。

图4示出了均衡器SM所输出的期望参考符号d的示意性示例。在本示例中，考虑到在进行QPSK调制的情况下一个符号的实部和虚部能够等于+1和-1的事实，两个方向上的值-5，-3，-1，1，3，5表示5个符号总和的实部和虚部的不同值。本领域技术人员将这一值的集合(-5，-3，-1，1，3，5)命名为点的星座。

这样的星座中的点具有在期望的参考符号估计期间能够由均衡器SM使用的不同的(先验)概率。

如果考虑以上提到的点星座的示例，则可以利用5个符号写出2⁵＝32个二进制序列。此时，如果对每个配置的符号进行求和，则分别以值-5，-3，-1，1，3，5结束1，5，10，10，5，1次。例如，由此可以推断，值3比值5的可能性高5倍(5/32对1/32)，或值-1比值3可能性高2倍(10/32对5/32)。

因此，如果自适应滤波器AF输出等于4的值rs，其处于集合(-5，-3，-1，1，3，5)中的分别与先验概率5/32和1/32相关联的两个点3和5之间，然后如果利用这些先验概率，则与等于5的值相比，将给等于3的值更多的机会。因此，如图5所示，值3和5之间的MAP判决边界应该更接近5而不是3。在图5所示的示例中，细的垂直线表示中点，而粗的垂直线表示边界。

均衡器SM能够基于先验概率使用这种MAP判决边界来估计符号值。

误差计算模块AM从自适应滤波器AF接收参考符号估计rs，并从均衡器SM接收期望的参考符号d，然后将误差估计模块AM布置为从期望符号d中减去参考符号估计rs，以输出馈送给自适应滤波器AF的回归输入端的误差信号e(e＝d-rs)。

如上所述，在自适应滤波器AF确定了(或估计了)N个滤波器权重时，数据滤波级DFS进行干预。数据滤波级DFS被布置为：在对由HSDPA通信接收机RR接收到的信号y₁进行解扰和解扩之前，对信号y₁进行均衡。

为此，如图1所示，该数据滤波级DFS优选地包括：线性滤波器LF、解扰器DS’、以及至少一个解扩器DE’j(j＝1至M)。

线性滤波器LF被布置为：利用与选定数目的码片相等的延迟1_d对其级符号均衡器ER接收到的信号y₁进行均衡，以提高信噪比(SNR)。为此，该线性滤波器LF包括N个加权的滤波器模块，所述N个加权的滤波器模块分别使用由滤波器权重估计设备D确定的N个权重滤波器fi，并联合输出表示接收信号的总码片序列估计b(1-1_d)。该线性滤波器是使用由自适应滤波器AF在其对接收到的码片序列进行滤波时所获得的滤波器权重fi的公知的码片速率FIR滤波器。

将线性滤波器LF所输出的每一总码片序列估计b(1-1_d)馈送给解扰器DS’。解扰器DS’被布置为：利用先前用于基站、并为其用户设备所在的小区所专用的长扰码S^*(1-1_d)，对每个总码片序列估计b(1-1_d)进行解扰。因此，解扰器DS’输出解扰后的总码片序列估计。

在用户设备是移动电话的情况下，数据滤波级DFS仅包括一个解扩器DE’1。用户设备在其必须确定针对分配给它的若干码的符号时，需要若干并行的解扰器DE’j(j＝1至M)。因此，每个解扩器DE’j与用户HSDSCH信道相关联，并由此使用与该用户HSDSCH信道(先前用于基站中对其用户符号进行扩频)相对应的信道化码来对其接收到的解扰后的总码片序列估计进行解扩，以输出用户符号aj(n)。

可以设想与滤波器权重估计设备中的数据滤波级DFS的结构类似的数据滤波级DFS的另一结构。在这另一结构中，首先对接收到的信号进行解扰，然后进行解扩，最后通过线性滤波器进行均衡。然而，在均衡器ER必须利用不同的信道化码来检测1组以上符号扩频时，图1所示的结构是优选的，这是因为该结构允许所有信道化码共享同一线性滤波器。

符号级均衡器ER可以是采用CMOS技术实现的集成电路，或采用在芯片工业生产或在可编程处理器、矢量处理器或DSP设备中使用的任何技术实现的集成电路。

本发明提供了几个优点，特别包括：

-由于使用所有HSDPA信道化码，因此期望的响应能量比用于适配均衡器的高得多，这是因为在自适应滤波器输出端处的伪符号与接收信号中的更多信号分量相互关联，

-由于使用短信道化(或扩频)码(16个码片长)作为解扩器内的参考码，因此自适应滤波器能够每16个码片适配一次，而在现有技术中，因为导频参考码为256个码片长，所以均衡器每256个码片适配一次。

-由于在星座中具有展开的值组，因此能够使用MAP估计器来更好地检测所估计的定义了参考符号估计的伪符号。实际上，可以使用不同星座点的先验概率，

-显著地减少了符号估计上的误差。实际上，在QPSK星座中，如果利用一个HSDPA符号在一维(实或虚)得到误差，例如检测等于1-j的符号值，而不检测等于1+j的正确符号值，那么LMS适配中的梯度矢量进入90°的错误方向，而在例如基于5个信道化码展开的星座的情况下，如果检测等于3+5j的符号值，而不是等于5+5j的正确符号值，那么梯度矢量进入14°的错误方向。

本发明不局限于上述仅作为示例的滤波器权重估计设备、符号级均衡器、HSDPA通信接收机以及通信设备的实施例，而是包括本领域技术人员在此后权利要求的范围内能够想到的所有备选实施例。

在本说明书和权利要求中，元素之前的词“一”或“一个”不排除多个这种元素的存在。此外，词“包括”不排除所列出的那些以外的其它元素或步骤的存在。在权利要求中，括号中包含附图标记旨在帮助理解而并非限制。