用于通过将超声波信号加到输入音频信号以改进数字放大器的性能的系统和方法

摘要

在音频信号由开关放大器放大之前将超声波信号引入音频信号的系统和方法。所增加的超声波信号(例如，频率为放大器的开关频率的一半的音调)移动一组功率开关的输入信号，以使他们不会几乎同时开关。超声波信号使输出电流是完全确定的，以消除低信号电平时的死区失真。增加音调超声波信号会使失真移到大于零的幅度。超过该幅度的信号将经历失真，但与幅度更低的信号相比，该失真将不那么明显。未超过该幅度的信号将根本不会经历失真。增加超声波信号还可使能量远离干扰AM无线电接收的开关频率以及其谐波频率。

说明书

发明背景

脉冲宽度调制(PWM)放大器有时用于放大音频信号。在两电平PWM 调制方案中，一对信号(A，B)被用于开关一对FET，从而使加在负载(扬声 器)两端的电压交替地上升或下降(参见图1)。信号A和B分别由一系列宽 度变化的脉冲组成。如果音频信号上升，那么高电平侧的信号(A)将具有较 宽的脉冲，而低电平侧的信号(B)将具有较窄的脉冲。类似地，如果音频信 号下降，那么高电平侧的信号(A)将具有较窄的脉冲，而低电平侧的信号(B) 将具有较宽的脉冲。

某些PWM放大器使用三电平(BD类)调制方案而不是两电平调制方 案。在三电平PWM调制方案中，这对信号(A，B)被用于开关两对FET。这 些FET不仅仅能够使扬声器电压上升或下降，还可被控制以将负载的两边 耦合到相同的电压(即，不使电压上升或下降)。图2示出了示例性系统。

三电平调制方案会具有两个失真源，包括符合失真(coincidence distortion)和死区失真(dead-time distortion)。符合失真产生的原因在于， 在低信号电平下，电桥的两边几乎同时开关。死区失真在低信号电平下出 现或者非常明显的原因在于，死区发生在输出电流接近0的时候。在过零 点处，死区失真通常导致信号被平坦化。

发明内容

本发明包括将超声波信号(例如，频率为放大器的开关频率(F_switch)的一 半的音调)引进音频信号的系统和方法。增加的超声波信号使输入信号(A，B) 移动，以使他们不会几乎同时开关，并且使输出电流是完全明确的，以消 除低信号电平时的死区失真。增加超声波信号使失真移到大于0的幅度。 超过该幅度的信号将经历失真，但与幅度更低的信号的失真相比，该失真 将不那么明显。未超过该幅度的信号将根本不会经历失真。虽然也能通过 使信号A和B之间产生相位差而达到相同的效果(例如，调整信号的相对 定时)，但是与之相比，增加信号更简单、更容易实现，并且效率相同。增 加超声波信号的另一个好处是使开关能量远离开关频率及其谐波频率。这 将能够被用于避免潜在的干扰AM无线电接收的问题。

一个实施方式包括的开关放大器具有调制器、功率开关、超声波信号 发生器以及调节器。调节器接收来自于放大器输入的音频信号和来自于超 声波信号发生器的超声波信号。调节器根据超声波信号调节音频信号，然 后将已调节的音频信号提供给调制器。调制器根据已调节的信号产生开关 波形，并将该开关波形提供给功率开关，该功率开关根据开关波形产生输 出信号。

在一个实施方式中，调节器包括加法器，该加法器将超声波信号加到 输入音频信号。例如，超声波信号可以是频率为放大器的开关频率的一半 的音调。超声波信号可根据非线性函数发生器的输出来调节，该非线性函 数发生器是基于输入的音频信号来工作的。非线性函数发生器可被配置为 当音频信号的值接近放大器能够以实质上线性的方式处理的最大值时减 小超声波信号的幅度。调节器可以可替换地配置为根据可编程增益系数来 调节输入音频信号。

在一个实施方式中，放大器包括监控器，该监控器被配置为给调节器 提供与放大器的运行有关的信息。然后，该调节器可根据监控器提供的信 息调节其操作(例如，通过调节与超声波信号相乘的增益系数，或调节与超 声波信号相乘的音频信号的非线性函数)。监控器所提供的信息可包括，如 音量控制器的设定值、输入信号类型、输入信号强度或放大器中的限幅发 生。调节器可根据信号是否指示放大器的辐射干扰了无线电接收而被启用 或禁用。这些信号也可指示无线电接收机接收的频率和带宽。放大器自身 可包含无线电接收机。在一个实施方式中，放大器还包括噪声整形量化器， 该噪声整形量化器的噪声传递函数具有零点，该零点实质上减小了在超声 波信号的频率处的噪声传递函数。

另一实施方式包括在对音频信号进行放大的开关放大器中实现的方 法。所述方法包括产生超声波信号，并在放大音频信号之前将该超声波信 号加到音频信号上。所述方法可减少低信号电平时放大器内的符合失真， 减少放大器内的死区失真，并/或减少AM无线电频带内的信号的辐射。在 一个实施方式中，超声波信号可包括频率为开关放大器的开关频率的一半 的音调。所述方法可包括将增益系数存储在可编程存储器中并用该增益系 数乘以超声波信号。所述方法还可包括用音频信号的非线性函数乘以超声 波信号。所述方法还可进一步包括在音频信号很大时，通过使非线性函数 降低来减少放大器中的过载的可能性。在一个实施方式中，所述方法包括 监控放大器的运行以检测与限幅相关的条件或与过载相关的条件，并响应 于所检测到的条件而调节超声波信号。所检测到的条件可包括实际限幅或 初期限幅，或实际过载或初期过载。在一个实施方式中，所述方法是在含 有噪声整形量化器的放大器中实现的。在该实施方式中，所述方法可包括 通过将量化器的噪声传递函数配置为在频率接近超声波信号频率处具有 减小的幅度以减少超声波信号与量化器产生的噪声之间的音频互调结果。

又一实施方式所包含的系统包括开关放大器、控制器和网络接收机。 放大器使用具有基波频率的开关波形，并且放大器具有至少一个可调的工 作参数。控制器被配置为从网络接收机接收信息，并响应于网络接收机接 收到指示该放大器可能产生对无线电接收机干扰的信息而调节放大器的 工作参数以减少在基波频率或其谐波频率处的信号的幅度。所述网络可包 括各种类型的网络，例如有线网络、无线网络、光学网络、以太网、电力 线网络、MOST网络、CAN网络、IEEE 802.11网络、蓝牙网络或各种其 他类型的网络。

很多其他实施方式也是可能的。

附图的简要说明

在阅读了下面的详细描述并参考了附图以后，本发明的其他目的和优 点将变得显而易见。

图1是说明一对FET的原理图，这对FET由两电平调制系统的信号驱 动，以产生施加到扬声器的输出音频信号。

图2是说明两对FET的原理图，这两对FET由三电平调制系统的信号 驱动以产生施加到扬声器的输出音频信号。

图3是说明根据一个实施方式的系统的结构的原理框图。

图4是说明根据一个实施方式的调节器的结构的原理框图。

图5-7是表示三电平桥式输出的死区效应的时域图。

图8和9是表示使三电平系统中电桥的一边的PWM输出延迟以产生 电流波纹并使电流过零点远离低输出电平所产生的效果的时域图。

图10是示出了三电平输出级的简化结构和波形的示意图，所述波形示 出了增加频率为开关频率的一半的音调是如何影响三电平调制的。

图11是说明根据一个实施方式的、包括噪声整形器的系统的结构的原 理框图。

图12和13是表示增加频率为开关频率的一半的音调产生相同频率的 电流波纹的时域图。

图14是表示所增加的音调的幅度控制电流的幅度并从而控制线性区 域的“宽度”的时域图。

图15是说明根据一个实施方式的调节器的实现方式的原理框图。

图16是示出了用来调节所增加的超声波信号的候选多项式函数的示 意图。

图17和18是表示增加频率为开关频率一半的音调的效果的频域图。

图19是说明根据一个实施方式的、放大器被耦合到AM无线电接收 机的系统的原理框图。

图20是说明根据一个实施方式的、放大器通过网络连接到其他音频系 统部件的系统的原理框图。

图21是说明根据一个实施方式的、使用监控器的系统的结构的原理框 图。

虽然可对本发明做出多种修改且本发明具有多种替换形式，但是通过 图形和伴随的详细描述中的实施例示出了具体的实施方式。然而，应理解， 这些图形和详细描述并不旨在将本发明局限于所描述的具体的实施方式。 相反地，该公开旨在覆盖落在由所附权利要求限定的本发明的范围内的所 有的修改、等同形式或替代形式。

详细描述

本发明包括音调(例如，频率为放大器的开关频率F_switch的一半的音调) 被引进音频信号中的系统和方法。所增加的超声波信号使输入信号(A，B) 移动，以使他们不会几乎同时开关，并且所增加的超声波信号使输出电流 是完全明确的，以消除低信号电平时的死区失真。增加频率为F_switch/2的 音调使失真移动至大于零的幅度。超过该幅度的信号将经历该失真，但与 幅度更低的信号时的失真相比，该失真将不那么明显。未超过该幅度的信 号将根本不会经历该失真。虽然通过使信号A和B之间产生相位差也能达 到相同的效果，但是增加频率为开关频率一半的音调更简单、更容易实现， 并且效果相同。增加频率为开关频率一半的音调的另一个好处是使开关能 量远离开关频率及其谐波频率。这能够用于避免潜在的干扰AM无线电接 收的问题。

参见图3，其中示出了说明根据一个实施方式的系统的结构的原理框 图。在该实施方式中，调节器110接收音频信号和来自于超声波信号发生 器120的信号作为输入信号。调节器110根据来自超声波信号发生器120 的超声波信号调节该音频信号，并向调制器130提供该已调节的信号。调 制器130从该已调节的音频信号产生脉冲宽度调制信号，并将该脉冲宽度 调制信号提供给功率开关140。功率开关140产生模拟输出信号，该模拟 输出信号被用于驱动负载150，如扬声器。应注意，虽然图3将功率开关 140的输出显示为仅被施加于负载150的一侧，但是用这种方式表示功率 开关和负载的耦合是为了简化。实际上，如图2所示，在三电平系统中， 功率开关输出的两个模拟信号将被施加于该负载的相对侧。在下面的系统 框图中，也做了这种简化。

参见图4，示出了说明根据一个实施方式的调节器的结构的原理框图。 在该实施方式中，调节器210具有用于接收音频信号的第一输入以及用于 接收由超声波信号发生器220产生的超声波信号的第二输入。音频信号被 提供给加法器240和非线性函数发生器230。非线性函数发生器230产生 一个信号，该信号是接收到的音频信号的非线性函数。此非线性函数信号 提供给乘法器250。乘法器250接收来自于信号发生器220的超声波信号， 并根据来自非线性函数发生器230的信号输出来调节该超声波信号。然后， 将已调节的超声波信号提供给加法器240，在加法器240中，所述已调节 的超声波信号被加至输入音频信号，以产生已调节的音频信号，该已调节 的音频信号即为调节器210的输出信号。

三电平桥式输出的死区

图5-7示出了来自于仿真的时域图，并说明了三电平桥式输出的死区 效应。出于说明的目的，该死区被放大并被设置为70ns。图5中的曲线示 出了对输入8Ohm负载的48伏电源的满刻度分贝值为-20的320Hz音调的 一个周期内的输出电压和电感电流。对于三电平调制，小信号电平的电感 电流中有很小的波纹。这意味着对于小信号电平，将产生过零点。在三电 平系统中，所有的信号将呈现这种类型的失真，但是在低信号电平下该失 真似乎更为严重，因为与该信号相比，该失真相当明显。图6和7进一步 放大过零点区域，以突出细节部分。

与对两电平调制一样，使电桥的一边的PWM输出信号延迟将产生电 流波纹，并使电流过零点远离低输出电平。图8和9的时域图是通过将信 号B相对于信号A延迟1/4个开关周期的时间得到的。

增加频率为F_switch/2的音调对三电平调制失真的影响

通过增加音调能够影响三电平调制(BD类)的两个失真源：

符合失真：

在低信号电平下，电桥的两边将几乎同时开关。为了减小从一边到 另一边的耦合，将两个开关事件从时间上分开是有利的。

死区失真：

在低信号电平下出现输出级中的死区，这是因为当输出电流接近0 时出现死区，因而，在死区内输出电平是依赖信号的。

图10示出了增加频率为F_switch/2的音调是如何影响三电平调制PWM 波形的。频率为F_switch/2的音调，其频率为开关频率的一半，对于384kHz 的开关频率，音调的频率相当于192kHz。幅度为alpha的F_switch/2的音调 可作为采样序列+alpha，-alpha，+alpha，-alpha等而有效地产生。图10示出 了当将该采样序列加到0输入信号时会发生什么情况。当相位＝0时，-alpha 被加入。当相位＝1时，+alpha被加入。

两组A和B的曲线示出了对符合失真的影响。最上面一组曲线对应于 0输入和alpha＝0，这意味着两个调制输出A和B同时开关。最下面一组 曲线对应于alpha＝0.25。对于相位＝0，调制器输入为-alpha，这意味着B 侧将在A侧变大之前变小。对于相位＝1，调制器输入为alpha，这意味着 A侧将在B侧变大之后变小。A侧和B侧不再同时开关。

已经通过使用输出级的非常简化的模型对死区失真进行了描述。当使 用如图10所示的接在负载的两端单个电容的LC滤波器时发生死区失真问 题。在死区内——即当两个半桥之一中的上或下FET都没有导通时——输 出电平将由电流I的方向决定。当从半桥流出的电感电流是正的(I>0)时， 那么它的输出将在死区内被拉到低电平。当从半桥流出的电感电流是负的 (I<0)时，那么它的输出将在死区内被拉到高电平。

这两组曲线示出了零输入信号对电流的影响。在上面一组曲线中，A 和B同时开关并且电流I变为0。在下面一组曲线中，B在A之前开关， 并且此时电流在0附近波动。对于相位＝0，电流变为负，对于相位＝1，电 流变为正，但当A侧和B侧开关时，电流明确地为负或正。

当加入小输入信号时，电流I将被该信号调制。在第一种情况下，对 于alρha＝0，这将导致死区内的输出电平取决于该信号——并且因此产生失 真。对于alρha>0的情况，只要由该信号产生的电流调制比频率为F_switch/2 的音调的电流波纹小，那么在开关事件下，我们仍将得到正负明确的电流 ——且因此不会产生失真。

对于更高幅度的信号，即该信号电流比F_switch/2波纹电流大，失真没 有被消除，但现在它发生在这样的信号电平处，即，该信号电平将有助于 “遮蔽”这个效应。

增加频率为F_switch/2的音调将使“交叉”死区失真远离0，对处在失真 将很明显的低电平下的输入信号基本上消除了过零死区失真。

当使用在负载的两边具有分开的电容器的输出LC滤波器时，加入音 调对死区失真的影响就更小，类似于桥联模式中的驱动单个负载的两个半 桥输出滤波器。

增加音调具有类似于使全桥三电平调制方案的一侧延迟的好处，但是 是以完全不同的方式得到这些好处的。例如，参见Risbo和Anderskouv的 专利PCT/DK99/00418(US，6,373,336B1)。

加入音调的一个问题是它将出现在宽带输出频谱中。该音调的电平根 据可编程的因子alpha而调节，以使能够在频谱曲线中音调的“可见性” 与使失真远离0电平的程度之间得到折中。

加入音调常常将使馈入放大器下一级的信号的峰值振幅增加，从而减 小了在限幅或其他过载情况发生之前能够被处理的最大输入信号。在包含 噪声整形器的放大器中，通常首先是噪声整形器进行限幅。这种放大器展 示在图11中，图11是说明了包含噪声整形器的系统的结构的原理框图。 该系统包括调节器410，调节器410被配置为接收输入音频信号，并用从 超声波信号发生器420接收到的超声波信号来调节该音频信号。调节后的 音频信号被提供给噪声整形器425，而不是将该信号直接提供给调制器 430。噪声整形器425量化该信号，之后将该信号传到调制器430。然后， 调制器430根据该音频信号产生带有已调制的信号的脉冲，并将这些脉冲 信号提供给功率开关440。然后，功率开关的输出信号被用于驱动负载450。

为了解决噪声整形器中的限幅，该音调可按多项式P(x)＝1-x²调节， 其中x是该音调被加入之前的信号电平。因为x的取值范围是-1到1，因 此在高电平下，即x接近-1或1时，1-x²将接近0，而对于低信号电平， 即x接近0时，1-x²将接近1。

但另一个问题是，音调会与PWM输出的非线性区域中的F_switch/2附近 的噪声整形器噪声互调。如果噪声预算(noise budget)里有“空间”，那 么为噪声整形器设计一种在F_switch/2音调附近轻微下降的噪声传递函数以 减少将互调回到该音频频带内的噪声量是有益的。

图12和13的曲线示出了增加频率为F_switch/2的音调产生相同频率的电 流波纹。对于低信号电平，这意味着在每个开关周期内该电流将与0相交， 并意味着输出是线性的。频率为F_switch/2的音调的幅度alpha控制该电流的 幅度，并因此控制该线性区域的“宽度”。当alpha＝1/16时，得到了图14 所示的曲线，该曲线说明了这点。

对AM无线电接收的影响

频率为F_switch/2的音调还能被用于使能量远离开关音调频率F_switch。当 放大器用零输入信号驱动时，非常少的信号能量将分布在音频频带内，并 且较少的能量通过噪声整形器分布在更高的频率，但开关频率处的能级将 处于其峰值。当输入信号被调制时，更多的能量将位于其他频率处，因此 开关音调处的能量将下降。

使信号远离开关音调能够被用来实现“避AM无线电(AM-radio avoidance)”。AM无线电的载波频带(500到1500kHz)位于D类放大器的开 关频率的基波和谐波范围内(基波250到1000MHz)。因此，当D类放大器 接近AM无线电使用时，开关音调的基波和谐波会干扰AM无线电频带。 一种避免这种情况的方法是当D类放大器干扰无线电时，改变其开关频率， 例如在Melanson的美国专利申请2004/0100328中描述的。然而，改变正 在工作的D类放大器的开关频率是有问题的，因此另一种方法是使用频率 为F_switch/2的音调。当频率为F_switch的音调干扰AM无线电接收时，频率为 F_switch/2的音调可被增大以使能量偏离频率F_switch。

为了使最大能量偏离，我们需要使频率为F_switch/2的所加入的音调电平 最大化而不被限幅。通常，当音调根据多项式P(x)和因子alpha而调节时， 信号加上增加的音调后的最大信号值将小于或等于|x|+alpha*|P(x)|。为了保 证该信号不被限幅，我们需要选择P(x)以使|P(x)|<＝(1-|x|)/alρha，或者当 alpha＝1时，我们需要|P(x)|<＝1-|x|。

对于形式为P(x)＝1-x²的二阶多项式(如被用于避免三电平调制的低电 平下的失真的多项式)，“最佳的结果”是设置alpha＝0.5(当0<＝x<＝1时， 求解alpha*(1-x²)+x<＝1所得)。然而，对于输入信号x＝0，这个多项式换 算所产生的频率为F_switch/2的音调的电平仅为最大电平的1/2。

通过使用四阶多项式P(x)＝b4*x⁴+b2*x²+b0，并选择b4＝1.3863， b2＝-2.2725，b0＝0.8863和alpha＝1能得到一个更好的解。然而，因为提出的 实施方式不处理比2大的系数，因此我们可将这些系数除以2/b2，得到 b4＝1.2200，b2＝-2和b0＝0.7800和alpha＝b2/2＝1.1363。

参见图15，示出了说明根据一个实施方式的调节器的实现的原理框 图。在该实施方式中，该调节器使用频率为开关频率一半的方波。该方波 由四阶多项式P(x)＝b4*x⁴+b2*x²+b0所定义的非线性函数进行调节。

图16示出了候选多项式尺度函数。实线是尺度函数在不被限幅的情况 下的可能的最大电平1-|x|。多项式必须保持大于类似的下限|x|-1，以确保|P(x) |<＝1-|x|。

虚线表示二阶多项式P(x)＝1-x²，alpha的最大设置值为0.5。由菱形展 示的线表示四阶多项式P(x)＝1.3863*x⁴-2.2725*x²+0.8863，且alpha＝1，而 点划线示出了P(x)*2/2.2725＝1.22*x⁴-2.00*X²+0.78形式的四阶多项式， 且最大系数值为2。当输入音频(x)为0或低电平时，使用四阶多项式使我 们具有更大的alpha范围并对F_switch功率具有更好的抑制能力。

多项式被所选作调节频率为F_switch/2的音调的“可预知”的方式。与其 他非线性尺度函数相比，例如与将得到频率为F_switch/2的音调的最大值而 未被限幅的P(x)＝1-|x|相比，我们能够预测并确定他们由输入信号产生的谐 波不会影响音频频带的性能。我们可以使用更高阶的多项式以更接近最大 值，但是所增加的计算成本和谐波使得这样做不值得。

仿真得到的图17和18中的曲线说明了增加频率为F_switch/2的音调的影 响。配置为开关频率384kHz，级768，具有耦合到8ohm负载的22uH/0.47uF LC滤波器的“理想”半桥输出级。输入为5kHz纯正弦波，其满刻度分贝 值为-60。图17中的曲线示出了当alρha＝0时频率为384kHz的基波开关音 调和频率为1152kHz的三次谐波。在频率为768kHz的二次谐波附近，我 们只能看到频率为5kHz的输出音调的“拷贝”。

图18中的曲线使用的是相同的配置，但是将系数alpha＝160/128＝ 1.25乘以多项式1.22*x⁴-2.00*x²+0.78。现在我们看到频率为F_switch/2的 音调和它的谐波——并且我们看到频率为F_switch和3F_switch的音调实质上被 减小了。

下表总结了alpha＝0，140/128和160/128的情况下的性能。设置alpha ＝160/128能够将频率为F_switch的基波减小超过20dB，并将三次谐波减小超 过10dB。但代价是所报告的SNR从70dB降低到40dB附近，例如对于-60dB 的输入电平，噪声的满刻度分贝值即从-130增加到-100。如前所述，所增 加的噪声可能是归因于频率为F_switch/2的音调与由噪声整形器所产生的接 近F_switch/2的噪声分量之间的互调。

表13-4：仿真的放大器性能和噪声峰值电平

 

alphaSNRFs/2(192kHz)基波(384KHz)三次谐波(1152KHz)070.45dB-33.4dB-62.1dB140/12842.43dB-22.5dB-45.1dB-65.0dB160/12840.96dB-21.5dB-54.0dB-73.3dB

然而，遗憾的是，设置alpha＝160/128没有在所有信号电平下避免限 幅。这一点可以参见图16来理解：设置alpha＝145.5/128将提供菱形所示 的效果。设置alpha＝160/128按比例增加了菱形所示的曲线并因此不满足 必要条件，即当多项式按alpha的比例调节时，应该小于1-|x|以避免限幅， 这种不满足条件的情况大约发生在x＝.027到x＝0.422范围内。alpha的 值＝140/128允许对于在-1到1的范围内的所有x避免限幅并具有合理的安 全裕度，同时仍提供对频率为F_switch的输出音调减少11.5dB的效果。因此， 当在非常低的信号电平时，可以优选地使用alpha＝160/128，并且当检测 到输入信号电平可能超过如0.027的阈值时，可以优选地提供一种将alpha 值减小到，例如140/128的方法。

当频率为F_switch/2的音调被以某一实质电平加入时，由此所产生的增加 的噪声电平在无线电再现的背景下是可接受的。因为以某一实质电平加入 频率为F_switch/2的音调的原因是为了减少某些AM无线电干扰分量，因此， 在需要时动态地接入频率为F_switch/2的音调是有利的。为此，放大器需要 知道开关频率F_switch或其谐波何时干扰AM接收。图19示出了被配置为给 放大器提供该信息的示例性系统。

参见图19，其中示出了系统的原理框图，在该系统中，放大器被耦合 到AM无线电接收机上。该系统包括调节器510、超声波信号发生器520、 调制器530、功率开关540和负载550，他们中的每一个都基本上按上面 所描述的配置。然而，在该系统中，无线电接收机560不仅给调节器510 提供输入音频信号，而且经由控制信号线570给调节器提供控制信息。例 如，控制信息可包括这样的信息，如：对应于所接收的音频信号的载波频 率和该无线电接收机敏感的频带的宽度，或者指示超声波信号是否干扰无 线电信号的接收的逻辑信号。

例如，对于前面的配置，给定开关频率F_switch，AM无线电中心频率 Fc，以及所期望的围绕Fc的“无音调”带宽bw，我们需要对F_switch/2的音 调做如下操作：

如果((F_switch>Fc-bw && F_switch<Fc+bw)‖(3*F_switch>Fc-bw && 3*F_switch<Fc+bw))

将_Fswitch/2音调开启

否则

将F_switch/2音调关闭

当然，如果需要频率为F_switch/2的音调用于减少死区失真或减少符合失 真的目的，那么可将命令“将F_switch/2音调关闭”解释为将系数alpha减小 到一个合适的下限值而不是完全将该音调移除。

如果带宽bw和电流频率Fc由“知道”无线电频率的外部控制器提供， 那么放大器中的处理器能够对此进行计算——或者外部控制器能够对此 进行计算并提供单个逻辑信号来开启频率为F_switch/2的音调——或者通过 通信接口或者简单地通过激活GPIO输入管脚。对于很多应用(例如，AVR， MediaPC，车头单元，等等)，AM无线电和D类放大器都位于具有全局控 制器的单个单元内，该控制器能够控制频率为Fc的信号或频率为F_switch/2 的逻辑开启信号的通信。在其他应用中，AM无线电和D类放大器位于分 开的单元内，这些分开的单元仍通过某种网络连接被连接，并且近到足以 让开关音调影响AM无线电接收。该类型的系统的实例可以是住宅里的网 络化的(以太网上的UPnP或WiFi)有源扬声器，或者是汽车里分开的网络 化单元(MOST系统)。对于这些类型的系统，指示频率Fc的信号或指示需 要F_switch/2音调的逻辑信号可以通过网络连接来传送。

参见图20，其中示出了说明系统的原理框图，在该系统中，放大器通 过网络与其他音频系统部件相连。在该实施例中，开关放大器610按前所 述的方式工作以驱动负载620。放大器610从如AM无线电接收机的另一 个网络部件接收输入音频信号。放大器610被配置为从控制器630接收工 作参数。控制器630被耦合到网络接收机640，该网络接收机被配置为经 由音频网络接收控制信息并将该控制信息提供给控制器630。

频率为F_switch/2的音调的一个实现

避死区失真和避AM无线电都能通过加入由相同类型多项式来按比例 调节的音调来实现：

y＝x+alpha*(b4*x^Λ4+b2*x^Λ2+b0)*tone

其中x是输入信号，y是输出信号，其等于信号+按比例调节的音调， alpha是比例因子，以及b0，b2和b4是多项式系数。通常，这将通过定制 硬件和更为一般性的类似DSP的数据通路的组合来实现。

alpha的设置可通过寄存器位来控制。例如，alpha能够通过寄存器的 8位值来控制，单位为1/128。这允许alpha被设置在0到255/128的范围 内，分辨率为1/128。

如前所述，数字PWM放大器通常的实现将是执行乘法累加型指令的 定制硬件和更为一般性的类似DSP的数据通路的组合。频率为F_switch/2的 音调可以简单地为序列-1，1，-1，1等。因此按比例调节的形式的alpha*tone 能够以硬件有效地产生，并作为“系数”PWMtonea被提交给数据通路。如 果该音调表示为在每个采样点上在0和1之间交替变化的信号“fs2tone”， 那么硬件能够产生：

PWMtonea＝(fs2tone？alpha:-alpha)

fs2tone＝～fs2tone；

给定输入信号PWMx，然后数据通道计算出信号与按比例调节后的音 调的输出总和PWMy：然后该数据通道计算：

PWMxx＝PWMx*PWMx

scale＝(b4*PWMxx+b2)*PWMxx+b0

PWMy＝PWMx+scale*PWMtonea

值“PWMxx”和“scale”被保存在中间存储器中，因此F_switch/2块不 需要数据存储器。

系数b0-b4被存储在系数存储器中。

当使用频率为F_switch/2的音调来移动三电平调制模式里的死区失真时， 对于x＝0，多项式P(x)＝1-x²的值为1，对于x＝1或x＝-1，多项式P(x)＝1 -x²的值为0，因此选择b4＝0，b2＝-1和b0＝1是很好的选择。通常，alpha选 择为接近于0.1。

放大器中的处理器能够在任何时候更新比例因子alpha和系数b0，b2 和b4。这能被用于对音量控制器、输入信号类型和强度、噪声整形器内 的限幅等放大器工作条件中的变化做出动态的响应，从而维持由于增加频 率为F_switch/2的音调产生的优点和缺点之间的最佳平衡。

参见图21，其示出了说明根据可选实施方式的使用监控器的系统的结 构的原理框图。在该实施方式中，调节器310接收音频信号和来自信号发 生器320的超声波信号作为输入，并且基于这些输入信号产生已调节的音 频信号。该已调节的音频信号被提供给调制器330，调制器330根据已调 节的音频信号产生带有已调制输出信号的脉冲。该脉冲宽度调制信号又被 用于驱动功率开关340。用这些带有已调制信号的脉冲，功率开关340产 生用于驱动负载350的模拟音频信号。该系统不同于图3所示的系统，并 且该系统包含监控器单元360。监控器单元360从调制器330和功率开关 340接收信息，并且监控该信息以确定超声波信号是否应该被调节或者被 接通或断开。如果监控器360确定需要做一个变化，那么监控器能够给调 节器310提供合适的控制信号。

应注意，前面描述的实施方式旨在是说明性的。可替换实施方式可通 过使用不同于上面所描述的机制或算法来实现上述的一个或更多特征，或 者使用不同于前述实施例中使用的参数。例如，虽然某些实施方式可增加 频率为开关频率一半的音调，但是不是在所有实施方式中都是这种情况， 并且可使用其他频率的音调或多个音调或者其他超声波信号。类似地，可 替换实施方式可在非上述特定类型的网络中实现，包括有线网络、无线网 络、光学网络、电力线网络、CAN网络，IEEE 802.11网络，蓝牙网络， Zigbee网络，等等。可替换实施方式不需要包括关于上述实施方式所描述 的所有特征，例如监控无线电干扰或通过音频信号的非线性函数调节所加 入的超声波信号。

本领域的技术人员将理解，可以使用各种不同的科技和技术中的任何 一种来表示信息和信号。例如，贯穿前面描述的全文中引用的数据、信息、 信号、位等等可通过电压、电流、电磁波等或其组合来描述。使用任何合 适的传输媒质，包括电线，金属丝(metallic trace)等，可以在所公开的系 统的部件之间进行信息和信号的通信。

本领域的技术人员将进一步了解，结合于此公开的实施方式而描述的 各种说明性的逻辑块、模块、电路和算法步骤可作为电子硬件、计算机软 件或以上二者的组合来实现。为了清楚说明硬件和软件的这种互换性，各 种示例性部件、块、模块、电路和步骤在前面是就其功能性而做的描述。 这种功能是作为硬件还是软件来实现取决于具体的应用和施加于整个系 统的设计限制。对于每个具体的应用，本领域的技术人员可用各种不同的 方式实现所描述的功能，但是这种实现决策不应被解释为造成对本发明的 范围的偏离。

结合于此公开的实施方式而描述的各种示例性的逻辑块、模块和电路 可用以下多种方式实现或完成，即专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵 列(FPGA)、通用处理器、数字信号处理器(DSP)或其他逻辑器件、分立门 或晶体管逻辑、分立的硬件部件、或以上器件被设计用来实现于此所描述 的功能的任意组合。

已经在前面关于具体的实施方式描述了可由本发明提供的利益和优 点。这些利益和优点，以及任何可能导致他们发生或变得更加明显的任何 元件和限制条件不应被看作是任何权利要求或所有权利要求的关键性的、 必要的、或基本的性质。如这里所使用的术语“包括(comprise)”、“包 括(comprising)”或其任意其它变化形式旨在被解释为非排他性地包括这 些术语之后的元件和限制条件。因此，包含一组元件的系统、方法或其他 实施方式不应只局限于这些元件，而是可以包括未明确列出来的或所要求 保护的实施方式中的固有的其他元件。

虽然参考特定的实施方式描述了本发明，但应理解，这些实施方式是 示例性的，并且本发明的范围不限于这些实施方式。对上述实施方式的变 更、修改、增加和改进是可能的。可以预期，这些变更、修改、增加和改 进落在于随后的权利要求中所详细描述的本发明的范围内。