CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法

摘要

本发明涉及一种在CDMA2000移动通信网络中提供实时广播业务的方法，通过在现有的CDMA2000网络中设置专业广播网，该广播网采用专用载频和OFDM调制技术，来支持高速率多媒体广播业务；广播网中所有蜂窝小区的发射机采用相同的频率，发射相同的信息，即实现单频全域覆盖，无须划分位置区；使用专用载频实现单频全域覆盖时，移动终端在广播网的所有蜂窝小区间移动时无须小区切换；本发明的广播系统与通信系统同频段共存，且可共站、共设备、共室内分布系统；本发明的终端中广播接收模块与原有的接收模块同频段共存且可共用天线。

说明书

技术领域

本发明涉及数字多媒体无线传输技术领域，尤指CDMA2000移动通信系统中提供实时广播业务的方法。

背景技术

目前，多媒体广播业务正成为全球关注的热点，也是移动通信行业新的增长点，而通过手机收看多媒体广播节目将成为“3G”时代新的杀手级应用。对于如何提供高质量的音视频服务，是3G系统的一个软肋，这也是制约3G系统发展的一个重要因素，同时也是国际上广泛展开4G研发的重要原因之一。

目前在移动终端上提供多媒体广播业务，主要有两种方式：

一种基于移动通信网的方式如MBMS技术，此类技术优点共用一套覆盖设施和运营管理平台，但缺点也很明显：

现有通信系统的物理层采用单载波制式，其抗多径时延能力差，难以支持广域单频网；

由于采用单载波解调技术，处理多径干扰能力主要来自适应均衡器。因此，由单频网产生的强多径时延导致接收终端实现复杂、功耗高；

频谱利用率低，难以保证高速率(信源速率至少为384Kbps)的音视频业务质量；

高速率音视频业务下的接收机灵敏度低；

系统实现复杂，需要对核心网、接入网进行软件升级，并增加相关设备。

另外一种基于广播网方式，此类技术是现在国际上关注较多的一类技术，典型的技术包括欧洲的DVB-H、美国高通的MediaFLO、韩国的T-DMB、日本的ISDB-T等。国内有北京新岸线的T-MMB，清华的DMB-T/H等。上述技术的共同特点在于都采用了OFDM调制技术，优点是对于单频网具有天然的良好支持能力，能够提供高质量的视频广播节目，此类技术缺点在于：

广播网和移动通信网分别进行独立组网时，至少需要20MHz的频率保护带以抵抗二系统间的干扰，造成频率资源的严重浪费；

二者独立组网需要两套相互独立的发射网络和盲区补点覆盖设施、两套运营管理平台，这种重复建设必然造成布网成本非常昂贵。

上述的T-MMB技术是由北京新岸线自主研发，T-MMB系统的发射机、复用器、终端包括接收芯片都已经过了外产大功率测试，且测试结果良好。T-MMB系统采用正交频分复用(OFDM：Orthogonal Frequency DivisionMultiplex)技术，在1.536MHz频带内，为固定或移动接收，提供多路音频、视频和数据等多媒体业务。T-MMB的广播信道物理层发送端完成输入的业务数据到广播信道传输信号的转换。输入数据经过能量扩散、前向纠错编码、时域交织、星座映射、频域交织、差分调制及OFDM调制，复用成传输帧信号。该信号经上变频调制成发射信号(30MHz～3000MHz)。T-MMB发送端原理框图如图1所示。

广播信道物理层的传输信号由传输帧组成，每个传输帧由时间连续的同步信道、快速信息信道和主业务信道构成。主业务信道用于传输业务数据，由公共交织帧组成，每个公共交织帧包含24毫秒的传输数据。根据业务和组网要求，广播信道物理层有四种传输模式可供选择，支持高阶调制方式(QPSK、8PSK和16APSK)，信道纠错编码采用删余卷积编码和低密度奇偶校验(LDPC：LowDensity Parity Check)码。广播信道物理层支持固定接收和移动接收，并支持单频网(SFN：Single Frequency Network)组网模式。

系统工作频率方面，T-MMB系统通过定义四种传输模式(如表1所示)以适应不同的频段。系统适用的频段范围是30～3000MHz。

表1 T-MMB系统的传输模式

 

参数传输模式I传输模式II传输模式III传输模式IVOFDM符号的有用的子载波数1536384192768OFDM符号的子载波数20485122561024保护间隔(μs)～246～62～31～123发射机间最大距离(km)9022.511.2545

发明内容

为了克服现有的方案的缺陷，融合两种方式的各自优势，本发明结合北京新岸线公司自主研发的T-MMB系统，提出一种CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法。本发明提供一种实时多媒体广播技术方案，该方案能提供高质量的视频节目、支持单频网，而且能与CDMA2000移动网共用一套覆盖设施，广播网与移动网同频段共存。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法，其特征在于：在CDMA2000的无线接入网中增设专用于提供实时多媒体广播业务的广播网，所述的广播网采用宏蜂窝单频广播发射方案，和利用专有的载波频率实现单频全域覆盖，即在任意大小的覆盖区内所有蜂窝小区的广播发射机使用相同的工作频率，发射相同的信息。

移动终端在广播工作模式下，移动终端驻留于广播网的蜂窝小区，在广播网中所有蜂窝小区间移动时可实现连续接收广播业务节目而无需小区切换。

所述的广播网采用OFDM调制技术，广播信号的波形参照CDMA2000信号波形进行设计，广播网的工作频率使用CDMA2000的工作频段。

所述的广播系统可以是对现有广播频段中使用OFDM技术的广播制式进行改造的广播方案。

所改造的广播方案，广播信号能够在CDMA2000通信带宽内传输，广播传输模式适用于CDMA2000工作频段，其射频前端可支持CDMA2000工作频段。

所改造的广播方案，进一步特征在于，若选择T-MMB、DAB、T-DMB、DAB-IP等制式技术进行改造，改变系统的信道带宽，只需重新选择使用CDMA2000频段时的传输模式。

所述的一种在CDMA2000移动通信网络中提供实时多媒体广播的方法，进一步包括所述的广播系统采用CDMA2000的下行频率，且与CDMA2000使用的下行频率同频段共存。

所述的CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法，还进一步包括，所述的广播网与CDMA2000移动网使用的下行频率在同频段共基站、共设备。

所述的CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法，还进一步包括，单点广播发射机采用小功率蜂窝基站，所述的广播基站的最大输出功率和杂散辐射值要依据两系统间频率保护带、空间隔离度等技术指标确定，其计算过程包括以下步骤

1)确定一个工程上可实现的空间隔离度(共站)；

2)然后确定最小耦合损耗(MCL)；

3)确定发射功率

4)杂散辐射＝MCL+CDMA2000基站的接收机所应许的干扰电平

所述的CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法，还进一步包括广播网也分为多个蜂窝小区，所有的小区都划分为同一位置区，即无须位置区划分。

所述的CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法，还进一步包括就电磁兼容性和工程实施而言，所述的广播网与移动网完全可以共享室内分布系统，对原CDMA2000移动网室内分布系统的覆盖效果不造成任何性能上的附加损失。

所述的CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法，还进一步包括所述的终端中广播接收模块与原有的接收模块的下行频率在同频段共存一个终端。

所述的CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法，还进一步包括所述的终端中广播接收模块与原有的接收模块可共用天线。

本发明通过在现有的CDMA2000网络中设置专业广播网，该广播网采用专用载频和OFDM调制技术，来支持高速率多媒体广播业务；本发明的广播网中所有蜂窝小区的发射机采用相同的频率，发射相同的信息，即实现单频全域覆盖，无须划分位置区；本发明使用专用载频实现单频全域覆盖时，移动终端在广播网的所有蜂窝小区间移动时无须小区切换；本发明的广播系统与通信系统的下行频率在同频段共存，且可共站、共设备、共室内分布系统；本发明的终端中广播接收模块与原有的接收模块的下行频率在同频段共存且可共用天线。

本发明的CDMA2000体制下一种高速率多媒体广播技术的实现方法，与目前技术相比具有以下优势：

广播网与移动网共享网络覆盖设施，避免了重复投资，降低了建网的成本；

可提供高速率全域覆盖的3G多媒体广播业务，在5MHz带宽内，高速移动环境下至少能够提供12套高质量视频节目(信源速率：384kbps，帧率：25～30帧/秒)；

实现宏蜂窝单频全域覆盖，所有电视广播仅仅需要一个频率，可连续接收而无需切换；

宏蜂窝单频广播发射有效地降低了发射功率，改善了电磁环境，“均匀”了覆盖场强，提高了收视质量，有效地消除了邻道干扰，减小了电磁污染，对保护环境有利；

宏蜂窝单频全域组网有利于频率规划，提高频谱利用率，在频谱资源有限的情况下，可大大节约宝贵的频率资源。

附图说明

图1T-MMB发送端原理框图

图2是本发明的网络系统结构图。

图3是本发明的小区结构示意图。

图4是本发明的多媒体广播网的网络部署图。

图5是本发明的单频网结构图。

图6是本发明的单频全域覆盖与一般的大功率单频网覆盖的对比示意图。

图7是同频干扰分析示意图。

图8是大功率广播网与CDMA2000移动通信网单独组网的频率配置示意图。

图9是本发明广播网与CDMA2000通信网同频段组网的频率配置示意图。

图10是CDMA2000移动通信网基站和T-MMB广播网基站共站建设的空间隔离示意图。

图11为本发明的共享室内分布系统示意图。

图12是T-MMB接收机和CDMA2000UE共存于同一终端的结构示意图。

图13为单天线方案结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图对本发明的理论分析和具体实施例进行详细描述。

本发明实施，首先要在对现有广播频段中使用OFDM技术的广播制式(如T-MMB、DVB-H、T-DMB等技术)进行选择并改造。如果利用CDMA2000系统的工作频点和带宽传输广播网的信号，则要求所选择广播制式满足以下二个条件：

1)广播网信号能够在1.25MHz带宽内传输；

2)广播传输模式需要支持CDMA2000工作频段；

如选择DVB-H制式(该制式采用相干解调系统且其传输模式只针对UHF波段设计)，为达上述目的，就需对帧结构、子载波数、保护间隔、子载波间隔、同步系统的参考符号等一系列参数改造，并要重新进行仿真和测试。

如选择T-MMB制式，T-MMB系统特点决定了T-MMB广播方案只需进行简单改造，就可满足上述二个基本条件。T-MMB系统特点如下：

T-MMB系统支持的频率范围(30MHz～3000MHz)包含CDMA2000频段；

T-MMB系统有多种传输模式可支持不同的频段和带宽。

在现有的T-MMB广播方案中，系统占用带宽1.536MHz时，在CDMA2000频段使用时，应选择传输模式III。CDMA2000信道带宽为1.25MHz约为T-MMB带宽的0.81倍，T-MMB系统中传输模式III的子载波个数为192，载波间隔8kHz，可以选择其中部分子载波进行数据传输，比如采用156个子载波(信号带宽约为156*8kHz＝1.248MHz)进行传输，这样可以保持子载波间隔不变而且能够在CDMA2000的1.25MHz带宽中进行传输。也就是说，改变T-MMB系统的信道带宽，只需重新选择子载波个数就可以在CDMA2000频段中使用。

现有的T-MMB广播方案目前支持的工作频段为Band III和L-Band的大功率发射机，本发明的实施只需对T-MMB系统的射频前端进行改造。包括射频端增加相应的混频电路以支持CDMA2000工作频段；减小T-MMB发射功率，采用小功率发射机以减少系统之间的干扰等。这些改造目前均有成熟的技术

以下实施中，在CDMA2000通信系统中增设的专业多媒体广播网是基于T-MMB技术。

图2是本发明的网络系统构成图。

图2中包括T-MMB广播网、CDMA2000移动通信网、内容提供商、运营平台、互联网服务提供商、移动终端等。其中T-MMB广播网包括总成信号复用器和T-MMB广播网基站，CDMA2000移动通信网包括核心网和CDMA2000通信网基站。

T-MMB广播网中总成信号复用器的功能包括以下方面：首先根据内容提供商提供的音视频业务信息进行编码，生成复用配置信息和业务控制信息。然后将一路或多路音频、视频和数据业务的数据按照信源适配的格式生成总成信号。最后按照总成信号传输接口的格式发送给T-MMB蜂窝基站，T-MMB蜂窝基站最终把这些内容发送给用户。

T-MMB系统对于信源传输是透明的，支持多种音视频编解码格式，比如AVS、MPEG4、H.264等。

现有的CDMA2000通信网的网络平台不需要改动，CDMA2000通信网保持原有业务的功能同时还作为CDMA2000广播网上行链路，为移动终端用户提供交互服务。

图3是本发明的小区结构示意图。

图3中，CDMA2000移动通信网的网络结构，包括载波频率(f1～f4)、扰码、基站位置等在组建广播网前后保持不变，最大限度保护原有的网络投资。

T-MMB广播网利用CDMA2000的专有载波频率f5进行广播，广播网也分为多个蜂窝小区。因为广播网所有的小区使用相同频率、发送相同的信息，即单频全域覆盖，所以广播网所有的小区可划分为同一位置区，即无须位置更新。

图4是本发明的多媒体广播网的网络部署图。

图4中多媒体广播网基于T-MMB技术。由于广播网不受上行链路和容量的限制，广播基站覆盖范围比CDMA2000基站的覆盖范围大得多。图4中每个小六边形是一个CDMA2000基站的覆盖范围，典型的覆盖半径一般为700～800米。每个大六边形是一个T-MMB广播基站的覆盖范围。根据表2的理论分析结果，可以看到，T-MMB广播基站的覆盖半径至少为CDMA2000基站的覆盖半径四倍，也就是说，每个广播基站覆盖范围对应着至少16个CDMA2000基站的覆盖范围。图4中每个广播基站与位于其广播覆盖区中心的CDMA2000基站共站，如图4中阴影部分所示。广播网所有的广播基站采用CDMA2000的专有载波频率f5进行广播且发送相同信息如图4所示。因此，在广播模式下，移动终端在广播网的所有小区间移动时无须进行小区切换如图4所示。

表2 T-MMB链路预算表

图5是本发明的单频网结构图。

本方案提及的单频组网，系指在某一大范围地理区域内，采用小功率基站，同时、同频、发射同样的信号，以实现对该区域的可靠覆盖。从中可以看出单频网SFN主要包括以下内容：

a)总成信号复用器(包含SFN适配器)

总成信号复用器可从一个或多个业务传输接口同时获取业务数据和业务信息，然后再把时间戳、逻辑帧序号、业务数据以及根据业务信息生成的快速信息信道数据封装成逻辑帧。其中时间戳为相对时间偏移值，表示传输此逻辑帧第一个比特的起始时间相对于GPS提供的秒脉冲(1PPS)参考时间的差值。

b)发射(TX)/接收(RX)网络适配器

用于提供从中心到每个本地单元的透明链路。

c)同步系统

同步系统通过比较SFN适配器插入的时间戳和本地时间(接收第一个比特的时间)参考，提供传输时延补偿值，计算SFN同步所需要的附加延迟。

单频网SFN适配器和同步系统部分是和SFN功能相关的模块，这部分功能既可以在单独的设备中实现，也可以灵活的整合到总成信号复用器或发射机中实现。

d)T-MMB蜂窝基站

T-MMB蜂窝基站需要保证从输入到空中接口之间有一确定延迟。在逻辑帧中插入相应信息，用于控制各发射机参数。因为SFN需要保证各发射机的输入比特、传输信号相同，所以处于不同地点的发射机的时钟须保持同步。同步信息是由GPS提供的

e)全球定位系统(GPS)

GPS系统由运行在距地面20183km处，分布在互成60度角的6个轨道面上的24颗导航卫星构成，星上装有精密原子钟。GPS接收机可同时提供10MHz频率参考和一个秒脉冲(1pps)时间参考信号，供SFN同步使用。

频率同步主要由GPS实现，一般GPS参考时钟的稳定度可以达到10^-12量级；失锁24小时内频率稳定度仍可达到10^-10以上。网络中的GPS接收机提取10MHz的高稳参考频率信号。通过10MHz的参考频率信号，发射机可以上变频到需要的工作频率，实现频率同步。

图中总成信号复用器产生的逻辑帧信号，通过分发网络(传输媒介是电缆或者光纤等)被传送到各发射站点，经信道编码、调制、功率放大后，再由天线辐射出去。各路逻辑帧信号经过不同的传输链路和各基站的处理，到达各发射天线的传输时延不尽相等，为确保SFN的良好覆盖范围与效果，各发射信号应满足严格的时间关系。这可以通过信道编码器的入口处，加入时延补偿电路来实现。

图6是该发明的单频全域覆盖与一般的大功率单频网覆盖对比示意图。

该发明采用的单频全域覆盖方式与一般意义的单频网不同。一般的大功率单频网有覆盖范围限制，主要取决于OFDM符号的保护间隔，即超过保护间隔的时延信号会对接收造成影响，在此覆盖范围之外的区域需要另外的频点组建单频网进行覆盖，如图中A部分所示，由于OFDM的保护间隔决定了一个单频网的覆盖范围如表一所示，所以超出单频网1(频点f1)的覆盖范围的区域2需要另外频点的单频网2(频点f2)进行覆盖。

而本发明采用的小功率单频全域覆盖方式只需要一个频点即可实现任何大小范围区域的覆盖，即本发明的单频全域覆盖方式没有范围的限制，如图中B部分所示。用一个频点f1及可覆盖区域1和区域2，从而节省频率资源。同时，采用本发明的单频全域覆盖方式，在广播网所有的蜂窝小区中可以实现连续接收而无需小区切换。

图7是同频干扰分析示意图。

本发明之所以能够采用单频全域覆盖是因为同频干扰可以忽略，下面给出同频干扰的理论分析过程。

借用蜂窝小区几何学中“簇”(相邻小区组成的一个整体)的概念，簇的大小由组成簇的小区个数K表征，K值越大，再用距离就越大，相应地干扰功率就会越小。

图中假定大小为K的单频网(类似于簇)中每个发射塔天线的发射功率都相同，都是P_t，那么在中心小区处终端接收到“载波干扰比”应为：

$C/I=\frac{P_t{G}_c\left({\phi }_{0m}\right){\mathrm{kv}}_0/d_{0m}^{\gamma }}{\underset{i}{\Sigma }{P}_t{G}_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right){\mathrm{kv}}_i/d_{\mathrm{im}}^{\gamma }}={\left[\underset{i}{\Sigma }\frac{G_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right)v_i}{G_c\left({\phi }_{0m}\right)v_0}{\left(\frac{d_{\mathrm{im}}}{d_{0m}}\right)}^{\gamma }\right]}^{-1}$

上式分子是接收到的有用功率，分母表示接收的干扰总和，目前视中心小区之外的小区发射的都是干扰。这里中心小区定义为“0号小区”，产生干扰的小区的标号i>0，并且有：

G_c()＝基站天线增益；

φ_im＝小区i的天线主波束和移动终端的夹角；

k＝和传播损耗成比例的常数；

v_i＝表征传播损耗不确定性的单位中值对数正态随机变量；

d_im＝表示小区i的天线到移动终端的距离；

γ＝传播损耗的幂指数。

从定义可知，d_0m小于或等于小区的半径R_c，干扰小区和移动终端之间的距离在nD±R_c范围之内，其中D表示再用距离。地面移动通信的传播幂指数的典型值在γ＝2.7和γ＝4之间。天线增益可以由下面的模型得到：

G_c(φ)＝常数，全向天线

和

考虑位于中心小区的移动终端接收来自中心小区基站发射的信号。相同频率有可能同时在再用距离为nD的另一个基站中使用。可以认为由于传播损耗或其它方面的原因(建筑物阻挡等)，这时的同频干扰已经非常小。同信道干扰最坏的情况是，所有潜在的干扰源同时使用这个频率。如果此时移动台距离它的基站距离也是最坏的情况，即d_0m＝R_c，并且对于第n个环上的干扰小区，干扰的基站到移动台的距离的平均值为d_im≈nD，那么最坏情况下的前向链路载干比中值为：

$C/I={[\underset{i}{\Sigma }\underset{\mathrm{ring}1}{\frac{G_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right)}{G_c\left({\phi }_{0m}\right)}{\left(\frac{R_c}{D}\right)}^{\gamma }}+\underset{i}{\Sigma }\underset{\mathrm{ring}2}{\frac{G_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right)}{G_c\left({\phi }_{0m}\right)}{\left(\frac{R_c}{2D}\right)}^{\gamma }}+\underset{i}{\Sigma }\underset{\mathrm{ring}3}{\frac{G_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right)}{G_c\left({\phi }_{0m}\right)}{\left(\frac{R_c}{3D}\right)}^{\gamma }}+···]}^{-1}$

$={\left(\frac{R_c}{D}\right)}^{\gamma }{[\underset{i}{\Sigma }\underset{\mathrm{ring}1}{\frac{G_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right)}{G_c\left({\phi }_{0m}\right)}}+{\left(\frac{1}{2}\right)}^{\gamma }\underset{i}{\Sigma }\underset{\mathrm{ring}2}{\frac{G_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right)}{G_c\left({\phi }_{0m}\right)}}+{\left(\frac{1}{3}\right)}^{\gamma }\underset{i}{\Sigma }\underset{\mathrm{ring}3}{\frac{G_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right)}{G_c\left({\phi }_{0m}\right)}}+···]}^{-1}$

利用$D/R_c=\sqrt{3K}$和全向天线模式，其载干比为：

$C/I={\left(3K\right)}^{\gamma /2}{[6+12·{\left(\frac{1}{2}\right)}^{\gamma }+18·{\left(\frac{1}{3}\right)}^{\gamma }+···]}^{-1}$

$=\frac{{\left(3K\right)}^{\gamma /2}}{6}{[1+{\left(\frac{1}{2}\right)}^{\gamma -1}+{\left(\frac{1}{3}\right)}^{\gamma -1}+···]}^{-1}$

$=\frac{{\left(3K\right)}^{\gamma /2}}{6·\zeta (\gamma -1)}$

式中ζ(·)是zeta函数，它的表达式为：

$\zeta (\gamma -1)=\underset{n=1}{\overset{\infty }{\Sigma }}\frac{1}{n^{\gamma -1}}=\left(\begin{array}{cc}\infty ,& \gamma =2\\ {\pi }^2/6=1.6449,& \gamma =3\\ 1.2021,& \gamma =4\\ {\pi }^4/90=1.0823,& \gamma =5\end{array}\right)$

这样，对于蜂窝覆盖实现单频网的理想模型，采用全向天线，假设传播损耗为自由空间损耗(γ＝2)，那么干扰数目随着干扰环而增加，并弥补了路径损耗，干扰增加也是没有范围的。但大多数的移动通信系统中，传播幂指数一般为γ＝4。这样，对于全向天线，前向链路最坏载干比的中值为：

$C/I=\frac{{\left(3K\right)}^2}{6·\zeta \left(3\right)}=1.2478K^2=\left(\begin{array}{c}11.23=10.5\mathrm{dB},K=3\\ 19.97=13.0\mathrm{dB},K=4\\ 61.14=17.9\mathrm{dB},K=7\\ 101.1=20.0\mathrm{dB},K=9\\ 179.7=22.5\mathrm{dB},K=12\end{array}\right)$

以上分析视中心小区之外的小区为干扰小区。在T-MMB系统中，由于每个OFDM符号都带有保护间隔，这样采用蜂窝覆盖的单频网方式组网，只要周围小区发射的信号到达中心小区接收终端时落在保护间隔之内，接收机视有用信号。因此，中心小区范围内的所用基站的发射功率均为有用功率，此时载干比为：

$C/I=\frac{\underset{i=0}{\overset{u}{\Sigma }}{P}_t{G}_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right){\mathrm{kv}}_i/d_{\mathrm{im}}^{\gamma }}{\underset{i=u+1}{\Sigma }{P}_t{G}_c\left({\phi }_{\mathrm{im}}\right){\mathrm{kv}}_t/d_{\mathrm{im}}^{\gamma }}$

经过化简，并且第i环的小区中心距中心小区的距离比用2i近似，则载干比为：

$C/I=\frac{\underset{i=0}{\overset{u}{\Sigma }}1/d_{\mathrm{im}}^{\gamma }}{\underset{i=u+1}{\Sigma }1/d_{\mathrm{im}}^{\gamma }}=\frac{1/R_c^{\gamma }+\underset{i=1}{\overset{u}{\Sigma }}1/{\left(\mathrm{iD}\right)}^{\gamma }}{\underset{i=u+1}{\overset{\infty }{\Sigma }}1/{\left(\mathrm{iD}\right)}^{\gamma }}={\left(\frac{D}{R_c}\right)}^{\gamma }\frac{1}{\underset{i=u+1}{\overset{\infty }{\Sigma }}1/i^{\gamma }}+\frac{\underset{i=1}{\overset{u}{\Sigma }}1/i^{\gamma }}{\underset{i=u+1}{\overset{\infty }{\Sigma }}1/i^{\gamma }}$

$={\left(3K\right)}^{\frac{\gamma }{2}}\frac{1}{\underset{i=u+1}{\overset{\infty }{\Sigma }}1/i^{\gamma }}+\frac{\underset{i=1}{\overset{u}{\Sigma }}1/i^{\gamma }}{\underset{i=u+1}{\overset{\infty }{\Sigma }}1/i^{\gamma }}=\frac{{\left(3K\right)}^{\frac{\gamma }{2}}+\underset{i=1}{\overset{u}{\Sigma }}1/i^{\gamma }}{\underset{i=u+1}{\overset{\infty }{\Sigma }}1/i^{\gamma }}$

在本系统中，K＝1取值为最坏情况，γ＝4代表最恶劣的信道传播环境。C/I的计算公式表明，C/I是γ的单调减函数，说明C/I的最小值出现在K＝1和γ＝2.7时，此环境下所得的C/I值为系统在最恶劣情况下的取值，如果此时C/I能满足要求，可以保证系统在其他情况下满足要求。

当小区覆盖半径R_c取2km(对应T-MMB的发射功率为10瓦)时，对于采用传输模式III来说，(图7中虚线圆覆盖部分)，此时的载干比中值为：

$C/I=\left(\begin{array}{c}8.1506\times {10}^2=29\mathrm{dB},\gamma =4\\ 3.7070\times {10}^2=26\mathrm{dB},\gamma =3.5\\ 1.7067\times {10}^2=22\mathrm{dB},\gamma =3\\ 1.0798\times {10}^2=20\mathrm{dB},\gamma =2.7\end{array}\right)$

根据以上分析结果可以看到，当T-MMB系统采用传输模式III时，最大同频覆盖半径所对应的环数为u＝2，我们计算得到系统在最恶劣情况下的C/I为20dB。对于T-MMB系统来说，要求C/I约为14dB，即有用信号场强应高出同频道干扰信号14dB，因此，在宏蜂窝单频组网方案中，同频干扰可以忽略不计，即系统无须规定最大覆盖半径，可以实现单频全域覆盖。

图8是大功率广播网与CDMA2000移动通信网单独组网的频率配置示意图。

从图8中可以看出，大功率广播网(发射功率几百瓦以上)和CDMA2000移动通信网分别进行独立组网时，至少需要20MHz的频率保护带以抵抗干扰，造成极大的频率资源浪费。

图9是本发明广播网与CDMA2000通信网同频段组网的频率配置示意图。

CDMA2000系统的频率分为上行频率和下行频率，为了减少系统间的干扰，T-MMB广播网使用的频率采用CDMA2000系统的下行频率。从图9中可以看出，T-MMB广播网信号能够在CDMA2000系统的1.25MHz带宽内传输，T-MMB广播网采用CDMA2000下行频段的高端频率。

CDMA2000系统和T-MMB系统共存且共站，其关键点是要根据干扰分析确定T-MMB基站在CDMA2000频段的杂散辐射和最大发射功率，具体分析过程如下。

图10是CDMA2000移动通信网基站和T-MMB广播网基站建设的空间隔离示意图。

图10给出了基站侧系统共存时工程实现的一种空间隔离方法，其中CDMA2000移动网基站的天线长度为2米，天线增益11dBi，T-MMB广播网基站的天线长度为2米，天线增益15dBi，从图中可以看出，两根天线水平隔离3米，垂直隔离3.8米。

计算空间隔离度的工程经验公式：

DH(dB)＝22+20*log(dH/λ)

DV(dB)＝28+40*log(dV/λ)

其中，DH表示水平隔离度；

DV表示垂直隔离度；

dH表示水平隔离距离；

dV表示垂直隔离距离；

λ表示电波波长。

假定系统在2G频点工作，带入上述公式可以得出水平隔离48dB，垂直隔离80dB，这样空间衰耗Loss＝128dB。

系统的最小耦合损耗MCL＝Loss-G_tx-G_rx其中G_tx是T-MMB基站天线增益取值15dBi，G_rx是CDMA2000基站天线的增益，取值11dBi。可以得出最小耦合损耗MCL＝128-15-11＝102dB。

在基站侧，当T-MMB系统和CDMA2000系统共存时，T-MMB广播网基站对于CDMA2000移动通信网基站的干扰主要包括：邻频干扰、杂散干扰、互调干扰和阻塞干扰等。因为T-MMB系统工作在CDMA2000的下行频段，所以对于CDMA2000基站接收机主要是杂散干扰，如果T-MMB基站发出的信号不影响CDMA2000基站的接收，则必须满足以下条件：

P_tr(f_i)-MCL≤I_max(f_i)

其中，f_i是研究的频率；

P_tr(f_i)是T-MMB基站在一定的发射功率范围内，在CDMA2000上行频段产生的最大杂散辐射值；

MCL是发射机和接收机之间的最小耦合损耗，取值102dB；

I_max(f_i)是在频率f_i上可接受的最大干扰电平，对于CDMA2000的基站，取接收底噪值-130dBm/1.2288MHz。

这样可以求出T-MMB基站在CDMA2000上行频段的最大杂散干扰值为-28dBm/1.2288MHz，即要求T-MMB基站在CDMA2000下行频段上以一定的功率发射，落入CDMA2000上行频段的杂散辐射不能超过-28dBm/1.2288MHz。实际工程实现中，发射功率小于25瓦时，系统使用的频段杂散辐射值一般低于-62dBm/4kHz。所以，T-MMB的发射功率取值10～20瓦，在CDMA2000上行频段的杂散辐射取值-62dBm/4kHz。

图11为本发明的共享室内分布系统示意图。

图11中，T-MMB广播网可以共用CDMA2000移动通信网的盲区覆盖和室内覆盖的资源，提供良好的覆盖，克服了传统广播网中采用广播技术的布网成本高、难以提供良好的覆盖等缺陷。如图11中所示，基于T-MMB技术的CDMA2000广播网可以与CDMA2000移动通信覆盖系统共享室内分布系统的主缆、天线等设施。对于CDMA2000移动通信室内覆盖系统无需任何改动。对于T-MMB广播网，其干放从主缆上耦合入很小强度的信号(耦合度为-20～-30dB)，这样处理对原CDMA2000移动通信覆盖系统的下行通道信号不会产生任何影响；同时在T-MMB干放的输出端加接带通滤波器，以提高T-MMB信号对原CDMA2000移动通信覆盖系统干放的上行通道的抑制性能。在下行通道方向上，原TD-SCDMA覆盖系统干放与T-MMB覆盖系统干放采用耦合度为-3dB的定向耦合器进行信号合成，对原TD-SCDMA覆盖系统的覆盖场强等效减小了3dB。考虑到现有直放机产品实际输出能力的富裕量，通过调节原TD-SCDMA覆盖系统干放的下行输出，补充此减小的3dB覆盖场强。

图12是T-MMB接收机和CDMA2000UE共存于同一终端的结构示意图。

如图12所示，CDMA2000UE和T-MMB接收机结构相似，前面由接收天线、射频Tuner、中频电路、A/D转换器、基带处理器、应用处理器、音频数模转换、显示器、键盘等构成。二者的基带处理器可以共享一个应用处理器，其中T-MMB的音视频码流经过应用处理器处理后把音频和视频数据分别送给音频数模转化器和显示器供用户欣赏。为了防止CDMA2000UE在上行时隙干扰T-MMB的接收，可以采取干扰解决措施，包括在CDMA2000射频前端加载一个带通滤波器(如图中阴影部分所示)，分别使用独立的接收天线、增大CDMA2000和T-MMB工作频点的距离等。

图13为单天线方案结构图。

由于T-MMB和CDMA2000的接收终端属于同一频段，所以可以共用一套接收天线。图13给出了共存于同一终端时的单天线接收方案。从终端应用角度来说，T-MMB终端需要一直接收手机电视信号。而在此期间，移动通信终端可能也要通信，进行接收、发射操作等。在这种情况下，若共用一根天线，则此天线需要完成两种功能：

a)在同一时刻接收移动通信系统和T-MMB系统的信号；

b)在同一时刻发射移动通信系统信号而接收T-MMB系统信号。

对此，可以利用环形器结构来实现上述功能。环形器可以实现收发双工，利用Diplexer中的高Q值，高带外抑制能力的两个滤波器将移动通信系统的接收信号和T-MMB系统的接收信号分离开来。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。