用于多频带OFDM收发机的双载波调制器

摘要

一种用于传输OFDM调制符号的超宽频带(UWB)无线个人接入网络的多频带OFDM(正交频分多路复用)收发机的双载波调制器(DCM)，其中由预定数量(NCBPS)的编码比特对每个OFDM符号进行调制，所述双载波调制器(1)包括：(g)分组单元(1－1)，用于将串行比特流的NCBPS个编码比特分成多个比特组，每个比特组都具有预定数量(m)的比特；(h)映射单元(1－2)，用于利用正交变换将从所述分组单元接收到的每个比特组映射为复数符号(y)；以及(i)重排序单元(1－3)，用于将所述映射单元映射的复数符号(y)重新排序，其中提供每个复数符号(y)，以便调制OFDM符号的相对应的数据音调。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于超宽频带(UWB)无线个人接入网络的多频带OFDM收发机的双载波调制器。

背景技术

图1示出了在现有技术的无线系统中的数据传输。属于同一个无线局域网(WLAN)的几台收发机借助于分时而利用同一个数据传输信道。在任何特定的时刻，仅仅一台收发机正在进行传输。因此，来自每台收发机的传输的都是突发脉冲(burst)式的。为了帮助接收机识别数据传输突发脉冲，并且为了提取已传送的信息数据，发射机在发送数据传输突发脉冲的数据部分之前先发送预定义的前同步码信号。接收该数据传输突发脉冲的收发机包括前同步码检测单元，该检测单元识别前同步码，从而识别数据传输突发脉冲。收发机进一步将该前同步码用于估计数据信息提取所需要的数据传输和信道参数，诸如信道响应和载波以及定时偏移。

通常，几种通信网络共用同一个数据传输媒体。特别是共存的无线网络利用同一个频谱。

图2示出根据现有技术的两个共存的无线网络。

无线局域网(WLAN)代表在个人计算机之间或者希望传送数字数据的其他设备之间的一种新的通信形式。无线网络不依靠电缆作为通信媒体。不管是用于建筑物环境中的数据通信系统的双绞线、同轴电缆或是光纤、硬连线都是昂贵的并且安装、维护和改变都容易出故障。为了避免这些缺点，无线网络利用覆盖从几兆赫到几兆兆赫的宽频率范围的信号在空中传输数据。根据所包含的频率，无线网络包括无线电网络、微波无线网络和红外无线网络。

无线网络主要用于将建筑物内的设备与网络相连，或者将便携式或移动设备与网络相连。另外的应用是保持移动设备与数据库和例如在委员会或商务会议中的特设网络相联系。

无线局域网(WLAN)和无线个人区域网(WPAN)用来在相对短的范围内传送信息。在IEEE 802.15.3标准中定义了无线个人区域网(WPAN)。

在许多情况和方案中，几个无线局域网(WLAN)在同一个局部区域内彼此同时工作。典型的情况是大的办公室，其中许多办公室小房间属于同一个公司的不同部门，例如研究部门、会计部门、销售部门。在这种情况下，每个部门的计算机都通过独立的无线局域网(WLAN)而连接。包括几台收发机的无线局域网(WLAN)称作微微网(Piconet)。

图2示出典型的方案，其中两个无线局域网(WLAN)在同一个局部区域内工作。

在所示的例子中，第一发射机A2在无线局域网WLANA的数据传输信道上向第一无线局域网WLAN的接收机A4发送数据。此外，第二无线局域网WLANB的发射机B3在该无线局域网的数据传输信道上向同一个无线局域网WLANB的接收机B1发送数据。收发机之间的数据交换以半双工方式进行，即可以经由数据链路将数据发送到同一个无线局域网的另一台收发机或者从该收发机接收数据。经由数据包来交换数据。

每个微微网WLANi都具有其各自的数据传输信道，即相对应的微微网WLANi的所有收发机使用微微网WLANi自己的数据传输信道。

在大多数情况下，无线局域网WLAN可用频率资源受到规则的限制。通常为无线局域网分配特定频带。在该频带中，需要每个收发机的辐射不超过指定的平均功率谱密度(PSD)。

已经提出了用以同时操作几个无线局域网的几种提案。

在根据现有技术的频分多路复用(FDM)系统中，将分配的频带分成几个子频带。在FDM系统中，每个数据传输信道以及因此每个微微网都利用不同的子频带。这样，可以同时执行不同微微网(WLAN)中的数据传输而没有干扰。

FDM系统的缺点在于，与允许任何微微网使用整个分配的频带的情况相比，每个微微网的有效容量降低。

下面的公式给出了信道容量：

$>\mathrm{cap}=\int \log (1+\frac{\mathrm{PSD}\left(f\right)}{N\left(f\right)})\mathrm{df}$>

如果允许每个微微网使用全部频带而不是仅仅使用所分配的子频带，那么每个微微网的容量更大。FDM系统的容量减少直接转变为总吞吐量(throughput)降低。因此，降低了FDM系统中任何特定发射机-接收机距离的所达到的数据比特率。

在根据现有技术的CDMA-DSSS(码分多址访问-直接序列扩展频谱)系统中，将直接序列扩展频谱用作调制方案。在DSSS中，为每个信息符号发送许多短数据符号的一个序列。为了支持几个数据传输信道或微微网，将在不同数据传输信道或微微网之间具有低互相关性的不同数据序列用于不同的数据传输信道。

在CDMA-DSSS系统中，每个信道可利用整个频带，直到能够实现最大可能的总吞吐量。如果一些微微网在同一个区域工作，那么一个微微网的传输被其他微微网看作是附加噪声。

CDMA-DSSS系统的缺点在于存在所谓的近远问题。当一个微微网中的收发机正在传输时，该传输将被其他微微网看作是附加噪声。附加噪声电平与扩展序列和接收到的干扰信号的功率电平之间的互相关成比例。例如，如果微微网A的干扰收发机接近微微网B的接收收发机，即比微微网B的发射机更接近微微网B的接收机，那么微微网B的接收机所看到的附加的噪声水平导致该接收机能实现的比特率明显降低，因此甚至能够出现数据传输信道的完全阻塞。

根据现有技术的用于同时操作几个无线局域网(WLAN)的另一个提案是利用CDMA-FH(码多分址访问-跳频)系统。在该CDMA-FH系统中，将原始频带分成几个子频带。任何发射机在某一时间间隔利用某一子频带，然后移动到下一个频带。预定义的跳频序列控制子频带的顺序，从而使发送和接收机具有在什么时间转换到下一个频率以及在什么时间转换到什么子频带的信息。

在常规的CDMA-FH系统中，为不同的数据传输信道分配不同的跳频序列。

图3A示出根据现有技术的具有多个数据传输信道的CDMA-FH系统。具有4个数据传输信道的CDMA-FH系统能够在同一个局部区域同时操作4个微微网或无线局域网(WLAN)。在所示的例子中，任何收发机都在242ns的传输间隔内使用特定频带，保留70ns的预定保护时间的空闲，并在下一个传输间隔中使用下一个频带等。

为任何数据传输信道A、B、C、D确定跳频序列。在给出的实例中，数据传输信道A具有跳频序列abc，信道B具有跳频序列acb，信道C具有跳频序列aabbcc，信道D具有跳频序列aaccbb。

当两个收发机同时利用相同的频带时会发生冲突。例如，在信道A、B都利用频率fa的第一传输间隔的过程中以及在信道A、B再次都利用频率fa的第四传输间隔的过程中，在数据传输信道A和数据传输信道B之间发生冲突。另外的冲突例如在信道B、D都利用频率a的第一传输间隔的过程中以及在信道B、D都利用频率fb的第六传输间隔的过程中在信道B和信道D之间发生。

当两个无线网络的跳频顺序不同时，属于不同无线局域网的两台收发机能够同时发射。可能发生的是，两台收发机同时利用相同的载波频率。

一种可能的CDMA-FH解决方案基于OFDM，并将其称为多频带OFDM。在这种情况下，收发机在一个频带中发送单一OFDM，然后为了发送下一个OFDM符号而跳跃到下一个频带。图3A绘出每个信道的6个OFDM。

如图3A中所示，多频带OFDM收发机在时间频率交织(TFI)模式中进行频带跳跃，其中，在每个频带中传输OFDM符号。频带跳跃序列由内存中存储的TFC码(时间频率码)来定义。不同的共存网络利用不同的TFC码。这能够使不同的网络同时进行传输。来自多个共存网络的OFDM符号发生冲突。在普通的情形下，冲突级(leve1)能够进行有效地通信。然而在一些情况下，冲突情况很严重，通信不是有效的。为了克服在不同网络的传输之间的严重冲突，可以实施无线网络之间的频域分隔(称作FDM)。这通过增加具有使用恒定频带(固定频带)的TFC码来完成。因此，根据现有技术的多频带OFDM收发机可在时间频率交织模式(TFI模式)和固定频率交织模式(FFI模式)之间转换。图3B示出了7个信道(7个TFC)，其中4个信道是TFI型的，3个信道是FFI型的。

如图3B中可以看到，收发机在TFI模式中占据3个频带，其中每个频带具有预定的频带宽度。

根据发展的多频带OFDM标准，一个OFDM符号的周期是312.5纳秒，即在两次传输之间242.5纳秒(以528Msps速度抽样的128个采样)的数据长度和70纳秒(以528Msps速度抽样的37个采样)的寂静时间。因此，OFDM符号率RS＝3.2MHz＝1/312.5纳秒。当使用三个频带时，有7个可能的时间频率码(TFC)。前4个TFC码定义了当收发机处于TFI模式中的频带跳跃序列。当收发机转换到FFI模式时，该收发机发射在固定频带中的信号。如下面的表和图3B中所示，第5个TFC码显示收发机发射在第一频带中的信号，第6个TFC码显示收发机发射在第二频带中的信号，第7个TFC码显示收发机发射在第三频带中的信号。

下面的TFC码具有如下面的表中概括的三个频带：

表1：

 

TFC索引码类型1[1，2，3]TFI2[1，3，2]TFI3[1，1，2，2，3，3]TFI4[1，1，3，3，2，2]TFI5[1]FFI6[2]FFI7[3]FFI

在该表中的TFC索引1-7对应于图3B中的信道A-G。

传输的单一突发脉冲称为PLCP帧。图4示出多频带OFDM收发机所用的PLPC帧的数据格式。每个帧都由前同步码、标头和有效载荷数据段组成。PLPC标头以每秒39.4Mbit的恒定数据率来传输，而有效载荷数据根据OFDM收发机的选定操作方式以在每秒53.3Mbit和每秒480Mbit之间变化的不同数据率来传输。如图4中所示的PLCP帧由许多OFDM符号组成，其中每个OFDM符号由预定数量(N_CBPS)的编码数据比特组成。根据选定的数据率，每个OFDM符号包括例如100或200个编码数据比特。如从图3B中所看到的，每个OFDM符号根据预定的跳频图案在不同的频带f_a、f_b、f_c中传输。例如，OFDM收发机采用例如三个频带f_a、f_b、f_c，因此经由相对应数量的数据传输信道A、B、C、D、E、F、G，如图3B中所示的7个不同的跳频图案也是可能的。OFDM收发机采用的每个频带f_a、f_b、f_c都包括中心频率，在该中心频率周围提供预定数量的副载波或音调(tone)。频率包括例如由导频副载波、保护信息副载波和数据副载波所组成的122个副载波。每个副载波都与其邻近的副载波是等距的，并能够分别对其进行调制。

图5示出根据现有技术的OFDM收发机。该收发机包括发射机和接收机，该发射机和接收机都与较高通信层块相连。根据如图5中所示的现有技术的OFDM收发机是多频带OFDM收发机，其中发射机经由数据传输信道发送OFDM符号，接收机接收来自所述数据传输信道的OFDM符号。图6中更详细地示出了如图5中所示的常规的发射机。较高通信层电路将比特流供给标头发生器，该标头发生器向从较高通信层接收的有效载荷增加标头。标头发生器与错误校正编码器相连，该错误校正编码器将接收到的数据流进行编码。错误校正编码器在其输出端连接到交织电路。该交织电路将接收到的比特流进行交织以提高数据传输的性能。交织的比特流作用于发射机中的频率扩展单元。频率扩展单元利用频率扩展因子FSF将接收到的比特在频域中扩展，根据较高通信层所作用的数据率对FSF进行设置。

频率扩展单元与OFDM符号调制器相连，该OFDM符号调制器根据数据率或传输模式来调制该频带中的每个副载波或数据音调。如图6中所示的根据现有技术的OFDM符号调制器包括QPSK调制器、用于进行快速傅立叶逆变换的IFFT单元和并行串行变换器。OFDM符号调制器的输出连接到发射机的时间扩展单元，该时间扩展单元根据由较高通信层设定的数据率而利用时间扩展因子(TSF)在时域中扩展OFDM符号。

最后，将数据流转送到跳频发射机，该发射机根据预定的跳频图案而发送在不同或相同频带F_a、F_b、F_c中的交织且扩展的OFDM符号。跳频图案由OFDM收发机的选定数据传输信道来决定。

图7示出如图5中所示的OFDM收发机中的常规接收机。图7中所示的接收机包括跳频接收机，OFDM符号解调器与该跳频接收机相连。频率去扩展(de-spreading)单元和时间去扩展单元将已解调的OFDM符号在频域和时域中去扩展。去交织电路将接收到的比特流去交织，并且为错误校正而提供错误校正解码器例如维特比(Viterbi)解码器。最后，标头提取单元提取接收到的数据包的标头，该标头提取单元识别接收到的数据流的数据率从而调整去交织电路、时间和频率去扩展单元和错误校正单元。如图6中所示在常规发射机中提供的OFDM符号调制器具有一些严重的缺陷。OFDM符号调制器包括QPSK调制器。已编码和交织的二进制数据被分成多组比特并被转换为代表QPSK星座点的复数。QPSK调制用于将多个由2个编码比特组成的组映射为复数符号。将OFDM符号分组，增加导频音的集合，并将不用的数据音调设为零。为了使这一信号转变为时域而提供IFFT单元。将IFFT单元的输出串行化，并由跳频发射机将其发送到空中。

由于无线媒体中的多路径，数据传输信道的共同响应具有频率选择性。在如图7中所示根据现有技术的发射机中，将每个编码比特装载在单个OFDM符号中的一个数据音调上。如果数据音调遭到破坏，那么会改变该编码比特所包含的信息。当数据传输信道使数据音调完全衰减从而导致频谱为零或严重的音调信噪比时，编码比特所携带的信息会完全丢失。特别是对于高数据率，其没有应用扩展并且编码率相当高，这样频谱为零导致性能降低。在选择性信道的条件下，错误校正解码器没有有效地防止严重衰减的数据音调的比特损失。对于给定的噪声电平N，选频信道状态减小了信噪比(SNR)。如图6中所示根据现有技术的常规发射机的低信噪比(SNR)引起误码率(BER)增大。对于给定的数据率，如图6中所示根据现有技术在常规发射机中提供的OFDM符号调制器不能实现可靠的通信，即，不能实现在数据传输信道的信噪比(SNR)很低时的低误码率(BER)。

因此，本发明的目的是提供一种用于多频带OFDM收发机的调制器，其甚至在数据传输信道的信噪比(SNR)很低时允许数据传输信道上的数据传输具有最低误码率(BER)。

通过具有权利要求1的特征的双载波调制器(DCM)来实现这一目的。

本发明提供一种用于传输OFDM调制符号的超宽频带(UWB)无线个人接入网络的多频带OFDM(正交频分多路复用)收发机的双载波调制器(DCM)，其中由预定数量(N_CBPS)的编码比特对每个OFDM符号进行调制，所述双载波调制器包括：

(a)分组单元，用于将串行比特流的N_CBPS个编码比特分成多个比特组，每个比特组都具有预定数量(m)的比特；

(b)映射单元，用于将从所述分组单元接收到的每个比特组映射为复数符号(y)；以及

(c)重排序单元，用于将所述映射单元映射的复数符号(y)重新排序，

其中提供每个复数符号(y)，以便调制OFDM符号的相对应的数据音调。

根据本发明的双载波调制器(DCM)对于给定数据率的数据传输的给定信噪比(SNR)实现了低误码率(BER)。因此，包括根据本发明的双载波调制器(DCM)的收发机能够在较困难的数据传输条件下工作，并且能够容许更多的噪声乃至一个更具有频率选择项的数据传输信道。与常规的MB-OFDM收发机相比提高了性能。

在根据本发明的双载波调制器的优选实施例中，分组单元将200个编码比特分成多个比特组，每个比特组具有4个比特。

在根据本发明的双载波调制器的优选实施例中，映射单元将多个比特组分别映射为2个复数符号以便为调制一个OFDM符号的100个数据音调而产生100个复数符号，每个所述比特组都包括4个比特。

在根据本发明的双载波调制器的优选实施例中，映射单元包括第一映射级和第二映射级，第一映射级用于将每个比特组中的编码比特的单极比特值映射为双极比特值，第二映射级将每个比特组中的4个双极比特映射为2个复数符号，如下所述：

$>\left(\begin{array}{c}{Y}_n\\ Y_{n+50}\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{b^2+1}}\left(\begin{array}{cc}1& b\\ b& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{x}_{a\left(n\right)}& {\mathrm{jx}}_{a\left(n\right)+50}\\ x_{a\left(n\right)+1}& {\mathrm{jx}}_{a\left(n\right)+51}\end{array}\right)$>

n＝0，1...49

$>a\left(n\right)=\left(\begin{array}{cc}2n& n=\mathrm{0,1},2,...24\\ 2n+50& n=\mathrm{25,26},...49\end{array}\right)$>

其中b是常数。

在根据本发明的双载波调制器的优选实施例中，映射单元由内存中存储的查找表而形成。

在根据本发明的双载波调制器的优选实施例中，如下面所述给出在内存中存储的查找表：

在根据本发明的双载波调制器的优选实施例中，常数b是2。

在根据本发明的双载波调制器的优选实施例中，比例因子K选择为其中K₀是QPSK调制的相对应的比例因子。

本发明进一步提供一种用于超宽频带(UWB)无线个人接入网络的多频带OFDM收发机的度量计算单元，所述收发机接收经由数据传输信道所传输的OFDM符号，其中预定数量(N_CBPS)的编码比特对每个OFDM符号进行双载波调制(DCM)，每个编码比特都调制OFDM符号的2个数据音调，所述度量计算单元包括：

(a)信道和噪声估计单元，用于为每个数据音调n估计信道响应和噪声电平从而计算相对应的估计接收符号(y(n))；

(b)均衡器，用于将每个估计接收符号y(n)与均衡器系数eq(n)相乘以便为每个数据音调n计算加权接收符号(w(n)＝y(n)×eq(n))；

(c)计算单元，根据由所述均衡器为一组数据音调所计算的加权接收符号(w)而为经由所述数据传输信道所传输的每个比特计算度量。

在根据本发明的度量计算单元的优选实施例中，计算单元根据由均衡器为2个数据音调所计算的加权接收符号(W)而为4个比特组成的一组中的每个比特计算作为度量的对数似然比(LLR)，所述每个比特都调制经由所述数据传输信道而传输的OFDM符号的2个数据音调。

在根据本发明的度量计算单元的优选实施例中，信道和噪声估计单元根据预定的前同步码信号在前同步码阶段中为每个数据音调估计信道响应(h)和噪声方差(V)。

在根据本发明的度量计算单元的优选实施例中，估计接收符号(y)、均衡器系数(eq)和加权接收信号(w)都是复数。

在根据本发明的度量计算单元的优选实施例中，在前同步码阶段中为每个数据音调选择的均衡器的均衡器系数(eq)如下：eq(N)＝h^*(n)/V(n)，其中V(n)是数据音调的估计噪声方差，h^*(n)是数据音调n的信道响应h(n)的共轭。

在根据本发明的度量计算单元的优选实施例中，为每个音调n计算值P(n)＝h(n)·h^*(n)/V(n)。然后，为调制4个比特的双载波调制所用的每对音调n₁、n₂计算下列实值：

dp(n₁，n₂)＝4·b·[p(n₁)-p(n₂)]。

在优选实施例中，通过右移操作来近似用V(n)进行的除法以得出eq(n)和P(n)(用2^k去除，k是整数)。

在根据本发明的度量计算单元的优选实施例中，计算单元根据加权复数接收符号而为两个数据音调(n₁，n₂)计算4个比特组成的所述组的对数似然比(LLR)，如下所述：

dw_r＝2[b·w_r，1-w_r，2]

sw_r＝2[w_r，1+b·w_r，2]

q_r＝2(1+b)·w_r，1+2(b-1)·w_r，2

dw_i＝2[b·w_i，1-w_i，2]

sw_i＝3[w_i，1-w_i，2]

q_i＝2(1+b)·w_i，1+2(b-1)·w_i，2

dp＝4·b·[p(n₁)p(n₂)]

LLR(bit#1)＝q_r+log{1+exp(dp-dw_r)}-log{1+exp(dp+dw_r)}

LLR(bit#2)＝q_r+log{1+exp(dp-sw_r)}-log{1+exp(dp+sw_r)}

LLR(bit#3)＝q_i+log{1+exp(dp-dw_i)}-log{1+exp(dp+dw_i)}

LLR(bit#4)＝q_i+log{1+exp(dp-sw_i)}-log{1+exp(dp+sw_i)}

其中w_r，n是W(n)的实部，w_i，n是W(n)的虚部。

附图说明

在下文中，参考附图描述了根据本发明的超宽频带(UWB)无线个人接入网络的多频带OFDM收发机的双载波调制器(DCM)和度量计算单元的优选实施例。

图1示出根据现有技术的数据传输无线系统；

图2示出根据现有技术的共存的无线网络；

图3a示出根据现有技术的OFDM收发机的TFI跳频图案；

图3b示出根据现有技术的包括TRI模式和FFI模式的OFDM收发机的跳频图案；

图4示出如常规OFDM收发机所采用的PLCP帧的数据结构；

图5示出具有发射机和接收机的常规OFDM收发机的方框图；

图6示出根据现有技术的发射机的方框图；

图7示出根据现有技术的接收机的方框图；

图8示出包括根据本发明的DCM调制器的发射机的方框图；

图9示出根据本发明的DCM调制器的优选实施例的方框图；

图10示出根据本发明在DCM调制器中的映射单元的方框图；

图11示出包括根据本发明的度量计算单元的接收机的方框图。

具体实施方式

如从图8中可以看到，根据本发明的DCM调制器1形成发射机3中的OFDM符号调制器2的一部分。该发射机3包括输入端4，较高通信层块将串行比特流供给该输入端。来自较高通信层块的比特流由发射机3中的标头发生器5来接收，该标头发生器将PHY标头添加到信息有效载荷上。在PHY标头中，预置数据率。标头发生器5在其输出端连接到错误校正编码器6，该编码器将接收到的数据流进行编码。错误校正编码器通过具有穿孔的卷积码将这些比特进行编码。另外，利用Reed Solomon码将PLCP帧的PLCP标头进行编码。错误校正编码器6在其输出端连接到交织电路7。交织电路7使这些比特进行交织。交织电路7使接收到的比特流进行交织，从而提高数据传输的性能，其中将已交织的比特供给发射机3中的频率扩展单元8。频率扩展单元8利用频率扩展因子FSF使接收到的比特在频域中扩展，FSF根据收发机的数据率来设定。

频率扩展单元8与发射机3中的OFDM符号调制器2相连，该OFDM符号调制器包括根据本发明的DCM调制器1。双载波调制器1接收由频率扩展单元8所扩展的交织的比特流，并根据该收发机的数据率对于选定频带中的每个副载波或数据音调进行双载波调制(DCM)。

图9示出在发射机3的OFDM调制器2中根据本发明的DCM调制器1的优选实施例的方框图。为具有超宽频带(UWB)无线个人接入网络的多频带OFDM收发机提供如图9中所示的双载波调制器1，该收发机发射已调制符号。通过错误校正编码器6所编码的预定数量(N_CBPS)的比特来调制每个符号。

根据本发明的双载波调制器1包括分组单元1-1，其从频率扩展单元8接收比特流，并将串行比特流的N_CBPS个编码比特分成多个比特组，每个比特组都具有预定数量m的比特。在优选实施例中，分组单元1-1将200个编码比特(N_CBPS＝200)分成多个比特组，每个比特组都具有4个比特(m＝4)。

双载波调制器1进一步包括映射单元1-2。为了将从分组单元1-1接收到的每个比特组映射为复数符号(y)而提供映射单元1-2。在优选实施例中，映射单元1-2将多个比特组(含4个比特)分别映射为2个复数符号以便为调制一个OFDM符号的100个数据音调而产生100个复数符号。分组单元1-1将比特流分组为正方形。映射单元1-2将4个比特组成的每个正方形都转变为2个复数符号y。

图10示出双载波调制器1的映射单元1-2的优选实施例。映射单元1-2包括第一映射级1-2a和第二映射级1-2b。提供第一映射级1-2a，以便将每个比特组中编码比特的单极比特值映射为双极值，即比特从{0，1}值映射为双极值{-1，+1}。

第二映射级1-2b将每个比特组中的4个双极比特映射为2个复数符号，如下所述：

$>\left(\begin{array}{c}{Y}_n\\ Y_{n+50}\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{b^2+1}}\left(\begin{array}{cc}1& b\\ b& -1\end{array}\right)\left(\begin{array}{cc}{x}_{a\left(n\right)}& {\mathrm{jx}}_{a\left(n\right)+50}\\ x_{a\left(n\right)+1}& {\mathrm{jx}}_{a\left(n\right)+51}\end{array}\right)$>

n＝1，2...49

$>a\left(n\right)=\left(\begin{array}{cc}2n& n=\mathrm{0,1},2,...24\\ 2n+50& n=\mathrm{25,26},...49\end{array}\right)$>

其中b是常数。

映射单元1-2输出多对复数符号，每一对复数符号都具有2个复数符号y_n，y_n+50。100个这种复数符号y₀......y₉₉用于调制在单个OFDM符号中的100个数据音调。

比特分组提供了良好的性能以及错误校正码和交织器(interleaver)设计。根据本发明的DCM调制器1进一步包括与映射单元1-2的输出相连的重排序单元1-3。重排序单元1-3将映射单元1-2输出的复数符号y重新排序。

如从图9可以看到，通过将这些比特分成例如由4个比特组成的组，确保了在编码比特流中的相邻比特，即错误校正编码器6输出的相邻比特不会参与4个比特组成的同一个组。此外多个参与双载波调制的其他数据音调在N_CBPS/4个的数据音调的频域中相隔一定距离，该距离等于频带部分的一半。

如从图8中可以看到，如图9中所示的根据本发明的双载波调制器1的输出与OFDM符号调制器2中的IFFT单元9相连。IFFT单元9进行快速傅立叶逆变换从而将该信号转变为时间信号。OFDM符号调制器2中的并行串行变换器10将IFFT单元9的输出串行化。在输出端，OFDM符号调制器2与时间扩展单元11相连，该时间扩展单元扩展这些符号用以提高处理增益和分集(diversity)。最后，跳频发射机12经由数据传输信道发射OFDM符号。

在优选实施例中，如图9中所示的根据本发明的双载波调制器1由内存中存储的查找表来实现。

在优选实施例中，内存中的查找表开始给出如下：

在根据本发明的双载波调制器的优选实施例中，比例因子K选定为其中K₀是QPSK调制的相对应的比例因子。

常数b优选设定为2(b＝2)。

参数b的最优值取决于几个特性和参数。其取决于信道传递函数和其他调制解调器参数的设计。例如，对于如在用于UWB调制解调器的IEEE 802.15.3a中提出的MB OFDM收发机，存在几种数据率模式，其中每个数据率模式被表征为一组纠错码率和扩展水平，即时域和频域扩展。纠错码率和扩展水平决定了“b”的任选值。当使用更大的扩展时，“b”的最佳值较小且更接近于1。对于在较高信噪比处工作的较高数据率来说，“b”的最佳值较大且更接近于2。对于小的信噪比SNR，常数b的最佳值趋近于b＝1。对于大的信噪比SNR，最佳值趋近于b＝2。

图11示出在接收机14中的根据本发明的度量计算单元13的方框图。接收机14执行与图8中所示发射机3相反的操作。接收机14包括跳频接收机15，其接收根据预定跳频图案发送的OFDM符号。串行并行变换器16将跳频接收机15的输出转变为应用于快速傅立叶变换单元17的并行信号。快速傅立叶变换(FFT)应用于在时域信号的选定帧上。

在FFT单元17的输出端，存在一信号，该信号是发射机处逆FFT的输入的有噪声的变换版本。

对于在逆FFT单元的输入处的每个发送符号x(n)，FFT单元17输出如下的符号y(n)：y(n)＝h(n)·x(n)+γ(n)，其中h(n)是各自的音调的信道响应，γ(n)是噪声信号。

噪声信号γ(n)的方差是V(n)。一般来说，数据传输信道的信道响应h(n)是复数。

FFT单元17的输出与根据本发明的度量计算单元13中的一个分接头均衡器13-1相连。度量计算单元13包括均衡器13-1、信道和噪声估计单元13-2、对数似然比计算单元13-3，如在图11中可以看到的。均衡器13-1的输出与频率去扩展单元18以及时间去扩展单元19相连，这两个单元执行与图8中所示发射机3中频率扩展单元8和时间扩展单元11相反的操作。度量计算单元13的输出与去交织电路20相连，该去交织电路执行与图8中所示交织电路7相反的操作。交织电路20的输出与错误校正解码器21相连，例如维特比解码器。标头提取器22识别接收到的OFDM符号的数据流的数据率，并为去交织电路20、时间和频率去扩展单元18、19和错误校正解码器21调整数据率。

为了为每个数据音调n估计信道响应和噪声电平以便计算相对应的估计接收符号Y(n)而提供包括信道噪声估计单元13-2的度量计算单元13。信道和噪声估计单元13-2在其输入端与FFT单元17相连，在其输出端与LLR计算单元13-3和均衡器单元13-1相连。信道和噪声估计单元13-2根据预定前同步码信号在前同步码阶段中为每个数据音调估计信道响应h和噪声电平V，并可能在有效载荷阶段中对其进行调整。在该前同步码处理阶段中，由信道和噪声估计单元13-2为每个数据音调调整均衡器13-1的均衡器系数：

eq(n)＝2h^*(n)/V(n)

其中h^*(n)是估计的信道响应h(n)的共轭。如图11中所示，信道和噪声估计单元13-2经由控制线对均衡器系数eq进行调整。

可以为多组相邻音调，乃至为整个频带计算V(n)，用以降低复杂度。

另外，为每个数据音调计算下列实数：

$>p\left(n\right)=\frac{{\left|h\left(n\right)\right|}^2}{v\left(n\right)}$>

信道和噪声估计单元13-2为每个所用频带中的每个数据音调计算均衡器系数eq(n)和信道响应h(n)的集合以及实值p(n)。

在单元13-2中，为用于调制4个比特的双载波调制所用的每对音调n₁、n₂计算下列实值：

dp(n₁，n₂)＝4·b·[p(n₁)-p(n₂)]。

在优选实施例中，n₂＝n₁+N_CBPS/2＝n₁+50。

均衡器13-2与从FFT单元17接收到的每个估计接收符号y(n)相乘，从而为每个数据音调n计算加权接收符号w(n)。

w(n)＝y(n)·eq(n)＝y(n)·2h^*(n)/v(n)。

均衡器系数的值取决于音调索引、频带索引(在跳频序列中)并且可能取决于暂时的噪声估计量。

LLR计算单元13-3根据由所述均衡器13-1为一组数据音调输出的加权接收符号(w)而为经由数据传输信道所传输的每个比特计算度量。在优选实施例中，计算单元13-3根据由均衡器13-1为2个数据音调所计算的加权接收符号(w)而为4个比特组成的一组中的每个比特计算作为度量的对数似然比(LLR)，所述4个比特调制经由数据传输信道所传输的OFDM符号的2个数据音调。

在优选实施例中，计算单元13-1根据用于两个数据音调(n₁，n₂)的加权复数接收符号(w(n₁)，w(n₂))来计算由4个比特组成的所述组的对数似然比(LLR)，如下所述：

dw_r＝2[b·w_r，1-w_r，2]

sw_r＝2[w_r，1+b·w_r，2]

q_r＝2(1+b)·w_r，1+2(b-1)·w_r，2

dw_i＝2[b·w_i，1-w_i，2]

sw_i＝3[w_i，1-w_i，2]

q_i＝2(1+b)·w_i，1+2(b-1)·w_i，2

LLR(bit#1)＝q_r+log{1+exp(dp-dw_r)}-log{1+exp(dp+dw_r)}

LLR(bit#2)＝q_r+log{1+exp(dp-sw_r)}-log{1+exp(dp+sw_r)}

LLR(bit#3)＝q_i+log{1+exp(dp-dw_i)}-log{1+exp(dp+dw_i)}

LLR(bit#4)＝q_i+log{1+exp(dp-sw_i)}-log{1+exp(dp+sw_i)}

在一个实施例中由查找表进行log{1+exp(x)}的计算。在可选择的实施例中，用下列近似来代替上面的函数：

根据本发明的度量计算单元13的优点在于比较低的技术复杂度。为了得出每编码比特的对数似然比(LLR)所需的额外计算包括用常数与一些实数相乘的乘法操作和2个查找表的映射操作。对于特殊情况b＝1，复杂度甚至更小，仅仅包括5个实数加法和2个查找表的映射操作。从复杂度来看，具有常数b＝1的实施例提供最低的复杂度。为了更好的性能可以选择b的其他值。在优选实施例中，将比例因子选择为b＝2。在该实施例中，为了得出每比特的对数似然比的额外计算是6个加法和2个查找表的映射操作。

本发明提供用于改善编码的OFDM符号、特别多频带OFDM符号的性能的装置。与利用常规QPSK调制器的收发机相比性能得以提高，在常规QPSK调制器中必须从频率选择性信道中恢复错误校正层。根据本发明的双载波调制器(DCM)增大了频率分集以得到较小的变异性并改进错误校正层的总性能。在优选实施例中，双载波调制器基于将一对音调分组并将4个比特加载在每一对音调上。这样导致品质即比特度量的信噪比(SNR)是相似的。在将一个数据音调衰减到零(频谱零点)来代替在错误校正层的输入端具有两个可擦除比特的特定实施例中，根据本发明的双载波调制器和相对应的度量计算单元13将两个音调用于每个比特，并且很可能其他音调提供有用的信息。在优选实施例中，DCM调制器将2×2正交映射用于产生调制两个音调的两个符号。当错误校正层使用高数据率时可以实现显著的改进。