蓄电池组或超级电容器组充放电快速均衡装置

摘要

蓄电池组或超级电容器组充放电快速均衡装置。本发明涉及蓄电池组或超级电容器组充放电监控领域。它解决了现有均衡装置均衡速度慢的问题，从而有效地避免了充放电过程中存在的个别单体过充或过放。它的均衡控制器中的单片机连有充放电单体、飞渡电容的电压测量调理电路，其电压通过译码器控制光电继电器进行选通，还连有用于检测充放电电流的电流传感器，以及用于控制升降压变换式飞渡电容均衡器的MOSFET驱动器和控制继电器阵列的数字输出转换器，其中继电器阵列用于控制均衡器与充放电单体的通断，MOSFET驱动器由单片机控制，控制均衡电流的大小。它以满足大电流充放电对均衡速度的要求，达到保护充放电单体，延长其使用寿命的目的。

说明书

技术领域

本发明涉及蓄电池组或超级电容器组充放电监控领域。

背景技术

由于环境污染和能源危机两大问题，世界各国广泛开展了电动汽车的研发热潮，而电池是电动汽车发展的瓶颈，其原因主要是电池的比能量和比功率不能同时满足电动汽车的要求，另外电池的循环使用寿命也是一个重要的问题。前者有待于新型电池的问世，而后者——电池的寿命可以通过电池充放电过程的监控管理得到延长。电池充放电时的过充或过放是造成电池寿命缩短或直接损坏的主要原因，充放电均衡控制是提高电池容量利用率、避免电池单体过充或过放的最有效手段。

目前，蓄电池(或超级电容器)组单体电压均衡方法主要有以下几种：稳压管法、开关电阻法、同轴多输出绕组变压器法、buck-boost变换器法和飞渡电容法等。其中稳压管法和开关电阻法只能用于充电过程中的电压均衡，且稳压管和电阻会发热，耗费能量，同时给电池组带来散热问题。同轴多输出绕组变压器法由于在实际中多个输出绕组的匹配困难，任何偏差都会带来均衡误差，无法用控制的方法来解决，同时由于变压器的寄生效应，尤其是漏感的存在，采用同轴多输出绕组变压器实现电池组单体电压的完全均衡难度比较大。buck-boost变换器法虽然具有能量损耗小、在充电和放电过程均可进行均衡、均衡电流可以调制、相邻单体之间能量转移速度快等优点，但是当串联单体数量众多，电压最高和最低的电池相隔多个单体时，均衡效率会大大降低。飞渡电容法虽然可以实现能量在电池组任意两个单体之间的直接转移，没有重复无效的能量流动，但是由于均衡电流受飞渡电容电压与电池组中单体电压之差的限制，随着均衡过程的进行，均衡速度会越来越慢，无法实现完全均衡。另外，对于超级电容器组来说，由于其充放电电流大，充放电速度快，这对均衡速度提出了更高的要求，上述方法都不能满足要求。

发明内容

本发明为了解决现有均衡装置均衡速度慢的问题，从而有效地避免了充放电过程中存在的个别单体过充或过放弊端，提出了一种蓄电池组或超级电容器组充放电快速均衡装置。

本发明包括升降压变换式飞渡电容均衡器和均衡控制器；均衡控制器包括单片机、电压测量调理电路、电流传感器、MOSFET驱动器、扩展数字输出转换器、译码器、光电继电器组和继电器阵列；电流传感器的电压信号输出端连接单片机的第一个AD转换器的输入端，单片机的两路脉宽调制信号输出端连接MOSFET驱动器的两路脉冲信号输入端，MOSFET驱动器的两路控制信号输出端连接升降压变换式飞渡电容均衡器的受控信号输入端，升降压变换式飞渡电容均衡器的两个能量输入输出端分别通过继电器阵列的n个开关阵列分别连接在n个蓄电池或n个超级电容器的正负极上，继电器阵列的n个受控端分别连接扩展数字输出转换器的n个输出控制端，扩展数字输出转换器的输入控制端连接单片机的第二控制信号输出端；光电继电器组的n+1个光电继电器的输入端分别连接在n个蓄电池或n个超级电容器正负极上和升降压变换式飞渡电容均衡器的飞渡电容的正负极上，光电继电器组的电压信号输出端连接电压测量调理电路的电压信号输入端，电压测量调理电路的电压信号输出端连接单片机的第二个AD转换器输入端，光电继电器组的n+1个光电继电器的受控端分别连接译码器的n+1个输出端，译码器的信号输入端连接单片机的第一控制信号输出端。本发明的升降压变换式飞渡电容均衡器由第一MOSFET开关管T₁、第二MOSFET开关管T₂、第一续流二极管D₁、第二续流二极管D₂、电感L和飞渡电容C_F组成；第一MOSFET开关管T₁的栅极和第二MOSFET开关管T₂的栅极为升降压变换式飞渡电容均衡器的受控信号输入端，MOSFET驱动器的两路控制信号输出端分别连接第一MOSFET开关管T₁的栅极和第二MOSFET开关管T₂的栅极，第一MOSFET开关管T₁的源极、第二MOSFET开关管T₂的漏极与电感L的一端连接，第一MOSFET开关管T₁的漏极为升降压变换式飞渡电容均衡器的一个能量输入输出端，第二MOSFET开关管T₂的源极连接飞渡电容C_F的负极，飞渡电容C_F的正极与电感L的另一端连接为升降压变换式飞渡电容均衡器的另一个能量输入输出端；第一续流二极管D₁的正极和负极分别连接第一MOSFET开关管T₁的源极和漏极，第二续流二极管D₂的正极和负极分别连接第二MOSFET开关管T₂的源极和漏极。

本发明是针对大电流快速充电的蓄电池组或超级电容器组，提供一种充放电快速均衡装置，以满足大电流充放电对均衡速度的要求，从而避免容量小的电池或超级电容器单体过充或过放，达到保护电池或超级电容器，延长其使用寿命的目的。

附图说明

图1是本发明的结构示意图；图2是本发明的升降压变换式飞渡电容均衡器1通过继电器阵列28与蓄电池组或超级电容器组连接的电路结构示意图，C₁～C_n为被均衡的串联蓄电池组或超级电容器组单体，I为充电电流，S₁～S_n为继电器阵列28的继电器切换控制开关；图3是本发明对两个存在容量偏差且有初始压差的超级电容器在串联充电时进行均衡仿真的电压变化曲线图；图4是本发明对两个存在容量偏差且有初始压差的超级电容器在串联放电时进行均衡仿真的电压变化曲线图；图5和图6是对四个超级电容器在串联循环充放电过程进行电压均衡时单体电压变化曲线图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1或图2说明本实施方式，本实施方式由升降压变换式飞渡电容均衡器1和均衡控制器2组成；均衡控制器2由单片机21、电压测量调理电路22、电流传感器23、MOSFET驱动器24、扩展数字输出转换器25、译码器26、光电继电器组27和继电器阵列28组成。电流传感器23的电压信号输出端连接单片机21的第一个AD转换器的输入端，单片机21的两路脉宽调制信号输出端连接MOSFET驱动器24的两路脉冲信号输入端，MOSFET驱动器24的两路控制信号输出端连接升降压变换式飞渡电容均衡器1的受控信号输入端，升降压变换式飞渡电容均衡器1的两个能量输入输出端分别通过继电器阵列28的n个开关阵列分别连接在n个蓄电池或n个超级电容器的正负极上，继电器阵列28的n个受控端分别连接扩展数字输出转换器25的n个输出控制端，扩展数字输出转换器25的输入控制端连接单片机21的第二控制信号输出端；光电继电器组27的n+1个光电继电器的输入端分别连接在n个蓄电池或n个超级电容器正负极上和升降压变换式飞渡电容均衡器1的飞渡电容的正负极上，光电继电器组27的电压信号输出端连接电压测量调理电路22的电压信号输入端，电压测量调理电路22的电压信号输出端连接单片机21的第二个AD转换器输入端，光电继电器组27的n+1个光电继电器的受控端分别连接译码器26的n+1个输出端，译码器26的信号输入端连接单片机21的第一控制信号输出端。

具体实施方式二：结合图2说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于升降压变换式飞渡电容均衡器1由第一MOSFET开关管T₁、第二MOSFET开关管T₂、第一续流二极管D₁、第二续流二极管D₂、电感L和飞渡电容C_F组成；第一MOSFET开关管T₁的栅极和第二MOSFET开关管T₂的栅极为升降压变换式飞渡电容均衡器1的受控信号输入端，MOSFET驱动器24的两路控制信号输出端分别连接第一MOSFET开关管T₁的栅极和第二MOSFET开关管T₂的栅极，第一MOSFET开关管T₁的源极、第二MOSFET开关管T₂的漏极与电感L的一端连接，第一MOSFET开关管T₁的漏极为升降压变换式飞渡电容均衡器1的一个能量输入输出端，第二MOSFET开关管T₂的源极连接飞渡电容C_F的负极，飞渡电容C_F的正极与电感L的另一端连接为升降压变换式飞渡电容均衡器1的另一个能量输入输出端；第一续流二极管D₁的正极和负极分别连接第一MOSFET开关管T₁的源极和漏极，第二续流二极管D₂的正极和负极分别连接第二MOSFET开关管T₂的源极和漏极。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式三：结合图1说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于增加了CAN驱动器29，CAN驱动器29的数据收、发端分别连接单片机21的CAN数据收、发端，CAN驱动器29的CAN通讯接口与外部设备的CAN通讯接口连接。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

工作原理：

系统启动后，首先检测蓄电池组或超级电容器组单体电压、飞渡电容电压和充放电电流，若蓄电池组或超级电容器组内单体的最高电压与单体的最低电压的压差超过允许值即启动均衡操作。

以C₁和C_n之间的电压均衡为例，设C₁的电压为最高电压，C_n的电压为最低电压，C₁的电压与C_n的电压压差超过允许值，飞渡电容的容量足够大，则单片机21首先通过扩展数字输出转换器25控制继电器阵列28的继电器开关S₁闭合，之后通过单片机21的一路脉冲信号输出端PWM1输出调频控制信号控制第一MOSFET开关管T₁的通断，当控制信号为高电平时，第一MOSFET开关管T₁导通，C₁的部分能量转储于电感L中。当控制信号为低电平时，第一MOSFET开关管T₁截止，第二续流二极管D₂续流，电感L中的能量释放到飞渡电容器C_F中，经过一段时间对第一MOSFET开关管T₁的通断控制，即把需要由C₁转移到C_n的能量通过电感L全部转移到飞渡电容器C_F中，第一MOSFET开关管T₁的控制信号停止输出，扩展数字输出转换器25控制继电器阵列28的继电器开关S₁断开。接着，使继电器阵列28的继电器开关S_n闭合，通过单片机21的另一路脉冲信号输出端PWM2输出调频控制信号控制第二MOSFET开关管T₂通断，当控制信号为高电平时，第二MOSFET开关管T₂导通，飞渡电容器C_F的部分能量转储于电感L中。当控制信号为低电平时，第二MOSFET开关管T₂截止，第一续流二极管D₁续流，电感L中的能量释放到电容器C_n中，经过一段时间对第二MOSFET开关管T₂的通断控制，即把由C₁转移到C_F的能量通过电感转移到电容器C_n中，第二MOSFET开关管T₂的控制信号停止输出，扩展数字输出转换器25控制继电器阵列28的继电器开关S_n断开，完成一次电压最高与最低单体之间的均衡。当出现新的最高与最低电压差超出允许值时，重复上述过程。这样既可实现整个超级电容器组的动态均衡。

均衡控制算法流程：

1)系统运行后，首先巡检超级电容器组单体电压和飞渡电容器电压及充放电电流，为了在线计算超级电容器的容量，需保存各单体电压及充放电电流数据。计算最高和最低的电压差Δu_max，若Δu_max小于电容组单体最大与最小电压差允许值，则再次进行电压巡检，直至Au_max大于或等于单体最大与最小电压差允许值。根据(1)式计算电压最低和最高的电容器容量C_Vn和C_Vm及其相对偏差δ。

$\left(\begin{array}{c}{C}_{\mathrm{Vm}}=\frac{{\int }_{t_1}^{t_2}\mathrm{Idt}}{U_{\mathrm{Cm}2}-U_{\mathrm{Cm}1}}\\ C_{\mathrm{Vn}}=\frac{{\int }_{t_1}^{t_2}\mathrm{Idt}}{U_{\mathrm{Cn}2}-U_{\mathrm{Cn}1}}\\ \delta =\frac{C_{\mathrm{Vn}}-C_{\mathrm{Vm}}}{C_{\mathrm{Vm}}}=\frac{U_{\mathrm{Cm}2}-U_{\mathrm{Cm}1}}{U_{\mathrm{Cn}2}-U_{\mathrm{Cn}1}}-1\end{array}\right)---\left(1\right)$

式中U_Cm2、U_Cn2和U_Cm1，U_Cn1分别为最后一次检测的最高和最低单体电压及对应的积分开始时刻两个电容器的电压；I为充电电流。

2)根据(2)式计算能量转移所需时间t。

$t=\frac{4(1+\delta )C_{\mathrm{Vm}}{\mathrm{\Delta u}}_{\max }}{(2+\delta )i_{L\max }-8\mathrm{\delta I}}---\left(2\right)$

式中i_Lmax为电感电流的最大值。

3)判断飞渡电容器C_F的电压u_CF是否小于其工作电压上下限的均值，若是，则向下执行；否则跳至6)。

4)设最后一次检测的最高单体电压为u_max，以u_max代替u_S，由(3)式计算第一MOSFET开关管T₁工作频率f₁。控制与电压最高的单体对应的开关S_u闭合，均衡器与电压最高的单体并联，以频率f₁启动第一MOSFET开关管T₁工作，同时启动定时器，当时间到达能量转移所需时间t时，第一MOSFET开关管T₁停止工作，控制开关S_u断开(此时需要转移的能量已从电压最高的单体中转移到飞渡电容器C_F中)。

$f=\frac{u_s}{2{\mathrm{Li}}_{L\max }}---\left(3\right)$

式中u_S为能量转移源电容器的电压；L为电感值。

5)检测飞渡电容器C_F的当前电压记为u_CFC，以u_CFC代替u_S，由(3)式计算第二MOSFET开关管T₂工作频率f₂。控制与电压最低的单体对应的开关S_d闭合，均衡器与电压最低的单体并联，以频率f₂启动第二MOSFET开关管T₂工作，同时启动定时器，当时间到达能量转移所需时间t时，第二MOSFET开关管T₂停止工作，控制开关S_d断开(此时需要转移的能量已从飞渡电容器C_F转移到电压最低的电容器中)，返回到1)。

6)以u_CF代替u_S，由(3)式计算第二MOSFET开关管T₂工作频率f₂′。控制与电压最低的单体对应的开关S_d闭合，均衡器与电压最低的单体并联，以频率f₂′启动第二MOSFET开关管T₂工作，同时启动定时器，当时间到达能量转移所需时间t时，第二MOSFET开关管T₂停止工作，控制开关S_d断开(此时需要转移的能量已从飞渡电容器C_F转移到电压最低的电容器中)。

7)检测先前电压最高的单体当前电压记为u_maxc，以u_maxc代替u_S，由(3)式计算第一MOSFET开关管T₁工作频率f₁′。控制与电压最高的单体对应的开关S_u闭合，均衡器与电压最高的单体并联，以频率f₁′启动第一MOSFET开关管T₁工作，同时启动定时器，当时间到达能量转移所需时间t时，第一MOSFET开关管T₁停止工作，控制开关S_u断开(此时需要从电压最高的单体中转移出来的能量已转移到飞渡电容器C_F中)，返回到1)。

实验结果：

图3是对两个有初始压差的串联超级电容器C₁和C₂在充电过程中进行电压均衡的仿真结果。其中电容器C₁取300F，初始电压为0.85V，C₂取367.5F，初始电压为0.8V，两电容器相对偏差δ＝22.5％。以50A恒流充电。根据式(2)可得，为了在2秒内使C₁和C₂的电压相等，消除初始压差需要的电感最大电流为33A，消除充电电流引起的新压差需要的电感最大电流为40.5A，总的电感最大电流为73.5A。考虑到开关器件通态电阻的影响，取电感最大电流为75A，电感取2μH，则能量转移源电容器电压为1V时，开关管的通断频率为3.33kHz。2秒以后电感电流最大值只需40.5A，能量转移源电容器电压为1V时，开关管的通断频率为6.17kHz，其它电压段的工作频率根据式f＝3.33u或f＝6.17u计算。根据能量转移要求，飞渡电容的容量C_F应不小于17.8F，为了使飞渡电容的电压变化范围小，便于控制系统实现，取C_F＝367.5F，初始电压设为0.85V。

图4是对两个有初始压差的串联超级电容器C₁和C₂在放电过程中进行电压均衡的仿真结果。其中电容器C₁取367.5F，初始电压为1.6V，C₂取300F，初始电压为1.55V，δ＝22.5％，以50A恒流放电。飞渡电容C_F取500F，初始电压设为1.5V。

在超级电容器工作电压范围内，仿真共进行了5s。图3和图4中还给出了飞渡电容电压变化曲线，由图可以看出，充/放电开始后，前2s即消除了初始压差，此后的3s进行了三次由C₁→C_F→C₂的能量转移，保证了充/放电结束时两串联超级电容器电压的一致。

为了观察均衡效果，选择四个容量偏差较大的标称值为3万法拉的超级电容器(工作电压范围为0.8v～1.6v)，进行了串联充放电动态均衡实验。这四个超级电容器的最大与最小容量偏差约为28％，初始电压分别为1.13V、1.11V、1.09V和1.08V，即最大初始压差为0.05V。充放电开始即启动均衡，充放电电流为100A，均衡电流即电感电流最大值约为87A。

实验中所用的器件如下：飞渡电容C_F与被均衡单体都采用哈尔滨巨容公司生产的VCT3E4型的超级电容器，电感L约为2微亨，第一续流二极管D₁与第一MOSFET开关管T₁和第二续流二极管D₂与第二MOSFET开关管T₂采用通态电阻小于7毫欧的德国IXYS公司的IXTQ160N10T功率开关管，继电器阵列28中的切换继电器采用负载电流为100A的沈阳欣灵继电器有限公司的HHC71F-1Z。单片机21为均衡控制器2的核心器件，采用美国Microchip公司的PIC18F458单片机。外围电路中的光电继电器组28中的光电继电器采用日本OMRON公司的G3VM-402C，MOSFET驱动器24采用美国Microchip公司的TC4428，电流传感器23采用北京森社电子有限公司的CHK-400Y4。

图5和图6为恒流循环充放电动态均衡过程各单体电压变化曲线，其中图6是为了观察充放电结束时均衡效果而进行的局部放大显示。充电结束时最大与最小压差为0.018V，放电结束时最大与最小压差为0.026V。放电过程均衡效果不如充电过程的原因是：大电流充放电效率低，放电时超级电容器电压下降速率比充电时快，而以同样的均衡电流进行均衡必然产生这种结果。实际使用时可根据检测结果随时改变均衡电流的大小，以加大均衡力度。为了充分利用超级电容器的容量，可适当减小充电电流，这样也有利于均衡效果的提高。

另外，从整个循环充放电动态均衡结果来看，均衡没有使单体压差为零。这有多方面的原因，首先是实验所用超级电容器单体容量偏差较大，实际使用时应进行筛选，并进行合理的匹配。其次各单体的串联内阻不完全一致，也必然对均衡控制产生影响，尤其是充放电过程动态均衡。再就是均衡系统中检测单元的误差也会影响均衡控制效果。但是，总的来看，整个均衡过程中各单体压差始终保持在一个较低的水平，电容器组可以作为一个整体进行充放电而组内各单体电压保持同步变化，充分利用了电容器组储能，实现了动态均衡的设计目标。