用于数字通信系统的鲁棒同步方案的系统、设备和方法

摘要

接收机已知的同步序列(前置码)形成基于分组的数字通信系统的组成部分。这样的数字通信系统中的第一操作是检测有效信号(分组)的开始。本发明提供了用于鲁棒地检测前置码的方案的系统、设备和方法。本发明的方案具有下述优点：其对于噪声和干扰是鲁棒的，其直接提供了频率误差而不需要任何额外计算，其提供了定位用于一基于OFDM的调制的FFT窗口所需要的信息，其提供了可以用于帧同步的峰值的实部，并且最终，其提供了用于突发检测目的的峰值。

说明书

本发明涉及用于在基于分组的数字通信系统中同步的系统、设备和方法， 基于分组的数字通信系统包括具有同时操作微微网(SOPs)的一个数字通信系 统。

接收机已知的同步序列(前置码(preamble))形成基于分组的数字通信系 统的组成部分。这个同步序列作为分组的剩余部分的前置码发射(首先发送)。 具有多种设计该同步序列的方式。近来出现的一种方式是使用重复的序列或者 分等级的序列。这种方式已经早在2003年7月、在作为下一代高速超宽带 (UWB)系统的多频带COFDM(MBOA)提议下向IEEE 802.15.3a任务组建议。 前置码由包含时域序列和频域序列的序列组成。时域序列主要用于突发检测、 定时误差估计、频率误差估计和AGC设定。

将延时的相关(delayed correlation)直接应用于系统，例如MBOA系统并 不是有效的。首先，其没有采用序列属性。因此，它“看不见”被发射的序列 类型。结果，可以预料到它在同时操作的微微网(SOP)下执行得较差。为了 识别序列需要进行其它处理。其次，在较低的SNR、窄带干扰以及DC偏置条 件下，它不能很好地执行。

因此，为了在这样的条件下的快速获取，需要某一形式的互相关。

本发明的系统、设备和方法提供了与第二级延时的自相关器相组合的新的 和鲁棒的分等级互相关器，将该互相关器的输出用作为对该第二级相关器的输 入。

不失一般性，本发明的随后的讨论中使用了MBOA提议的参数。

MBOA提议是多频带方案，其中在每个频带中发射的时域序列可以描述为

[a₀B，a₁B，...，a₁₅B]    (0.1)

其中B是长度为8的扩展序列并且A＝{a₀，...，a₁₅}是长度为16的序列。建议两个 序列的值对于每个微微网是独特的。此序列构造一般被称为分等级序列。整体 的，对于每个频带，长度为128的序列被构造为由如上面(0.1)所定义的长度 为128的序列组成。还可以增加前缀(例如，附加最后的某些比特和只增加0) 以增加所发射的序列的长度。

当被发射时，还可以使用传统技术，例如FFT运算来进一步对与上述说明 相似的序列进行处理以使频谱变平。这样的被后处理的序列可以给出它与原始 的分等级序列不同的外观。然而，更近地看被后处理的序列显露出：该序列是 与原始序列相似的分等级序列。一般的，同步算法是如下面部分所描述的基于 检测隐藏的分等级序列。

在WLAN中使用的最频繁的相关技术是被接收的信号上的延时自相关。延 时的相关是以相关随后序列的形式来组织的，其中延时等于一个序列(码元) 的长度。传统的延时自相关可以表示为

$f\left(m\right)=\underset{k=0}{\overset{J-1}{\Sigma }}r(m-k)r^{*}(m-D-k)---\left(0.2\right)$

其中r(m)是接收的采样，D是延时，J是相关窗口，并且“*”表示复共轭。接 收的信号被建模如下

r(m)＝x(m)e^{-j(2πεTm+a)}+n(m)    (0.3)

其中x(m)是信道和被发射序列的卷积结果，ε是发射器和接收器之间的频率误 差，T是采样率，α表示发射器和接收器振荡器之间的相位误差，并且n(m)表 示噪声(或者不想要的干扰)。在上述模型中，我们已经有意地忽略了采样时钟 误差，因为采样时钟误差对相关的性能影响可以忽略。把(0.3)带入(0.2)， 我们得到

$f\left(m\right)=e^{-j2\mathrm{\pi ϵTD}}\underset{k=0}{\overset{J-1}{\Sigma }}x(m-k)x^{*}(m-D-k)+N\left(m\right)---\left(0.4\right)$

其中N(m)是不期望的信号项。假设信道是静态的，理想的自相关峰值发生在 x(m)＝x(m-D)时。使用这个，理想的峰值出现在

$f\left(m\right)=e^{-j2\mathrm{\pi ϵTD}}\underset{k=0}{\overset{J-1}{\Sigma }}{\left|x(m-k)\right|}^2+N\left(m\right)---\left(0.5\right)$

注意，自相关的大小与频率误差无关。这使得这一技术对抗频率误差特别鲁棒。 此外，如果码元间相位旋转(εTD)较小，则f(m)的实部包含适合用于峰值检测 的有用信息。f(m)的虚部受不想要的信号支配。

一种替代方案是利用前置码的分等级性质并且已经提出了一种延时的分等 级相关技术。这后一种技术是分等级延时的相关器，其包括在8个采样上的第 一自相关，后随有使用15个采样的互相关。分等级延时的自相关在它对频率/ 相位误差的鲁棒性方面继承了传统相关算法的性能益处并且容易实现。然而， 其并没有利用扩展序列B。因此，它看不见此序列的内容。此外，由于内部部 分实质上是不像互相关技术那样鲁棒的自相关器，所以其共享了传统自相关器 的某些弱点。

优选实施例首先在序列B(即，解扩序列B)上执行相关，然后在序列A 上执行相关。分等级互相关器继承了传统互相关器的属性，即对于频率误差更 加敏感、但对于噪声更加鲁棒。然而，对于当前的UWB应用，由于因频率误 差而引起的码元内的相位旋转可以忽略，所以互相关器对于频率误差并不敏感。

本发明的方案具有下述优点：其对于噪声和干扰是鲁棒的，其直接提供了 频率误差而不需要任何额外计算，其提供了定位用于基于OFDM的调制的FFT 窗口所需要的信息，峰值的实部可以用于帧同步，并且最终，当然其提供了用 于突发检测目的的峰值。

图1图解了分等级互相关器的简化结构图；

图2图解了用于AWGN和CM4信道的相关器的仿真输出，Z＝8；

图3图解了具有频率误差计算的同步方案的核心；

图4图解了TFCl的仿真结果，其中减小K₁改进了此TFC模式的性能，并 且显示了K₁的较高值仍然提供了足够的性能，对于110Mbps模式在10m仍然提 供了＜10^e-5的误差率；

图5图解了TFC3的仿真结果；

图6图解了TFC5的仿真结果；

图7图解了TFC5的仿真结果；以及

图8图解了用于在基于分组的数字通信系统中同步的系统。

本领域普通技术人员应当理解：提供下述说明是为了举例说明的目的而非 限制。技术人员明白在本发明的精神和所附权利要求的范围内存在很多变化。 为了不模糊本发明，已知的功能和结构的不必要的细节可从当前的说明书中省 略。鉴于此，下述说明是对于MBOA特别化的，但是本领域技术人员可以容易 地把这些讨论应用到任何基于分组的数字通信系统中。

在优选实施例中，本发明的系统、设备和方法提供分等级互相关或者 H-Xcorr方法是基于计算：

$f\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{a}_l\underset{k=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}r(m-\mathrm{Ml}-k)b_k---\left(0.6\right)$

其使用(0.3)，产生

$f\left(m\right)=e^{-j(2\mathrm{\pi ϵTm}+\alpha )}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\Sigma }}{a}_l\underset{k=0}{\overset{M-1}{\Sigma }}x(m-\mathrm{Ml}-k)e^{j2\mathrm{\pi ϵT}(\mathrm{Ml}+k)}{b}_k+N\left(m\right)---\left(0.7\right)$

内积对B序列进行解扩，而外部和(outer sum)是对A序列进行解扩。注意这 个方法继承了互相关技术的属性，因为其结果取决于频率偏移和相位误差。然 而，基于评估|f(m)|²的峰值检测很大程度上减少了对频率/相位误差的相依性。 然而，由于项e^{j2πεT(Ml+k)}，频率误差可以影响性能。对于UWB应用，假设有40ppm 的频率偏移误差，500MHz的采样率，以及5GHz的中心RF频率，则 ε＝40e-6×5e9/500e6＝200e3/500e6＝400e-6。最大相位旋转因此等于 e^{j2π400e-6(M*(L-1)+M-1)}＝e^{j2π400e-6(127)}≈1+j^0.3。因此，频率误差的影响可以忽略。当存在损害 (impairement)，包括噪声、多微微网、窄带干扰以及DC偏置时，本发明的系 统、设备和方法提供了增强的性能。然而，与正被提出的某些替代技术相比， 增加了实现上的复杂性。图1图解了分等级相关器H-Xcorr的简化的框图。

参见图3，通过采用第二级相关301，使用H-Xcorr 100的输出作为对第二 级相关301的输入，同步器的性能可以极大地改进。此第二步实际上是在下述 部分中描述的MMSE检测器的一部分。

注意，对于H-Xcorr，峰值发生在

f(m)＝f(m-D)e^j2πεTD+N(m)  (0.8)

其中D是在一个频带中在后续码元之间的采样的数量。在没有不想要的信号(干 扰)的情况下，f(m)将等于信道脉冲响应。因此，原则上，假设是静态信道， 则人们可以如下地采用该信道的脉冲响应的互相关

其中，Z是不大于信道的延时扩展的采样的数量。在预期的峰值处，在上述方 程式中使用(0.8)会产生

注意，上面的处理在一个步骤中完成了多个计算。第一，其直接提供了频率误 差，

第二，的峰值与窗口Z上信道的脉冲响应的能量总和的峰值一致。此信 息对于为基于OFDM的系统设定FFT窗口的开始非常有用。第三，峰值的实部 用于帧同步检测。最后，当然，其提供了用于突发检测目的的峰值。在随后的 部分对这些再次进行说明。

图2给出了相关技术的三个版本的仿真输出。注意来自第二级延时的自相 关器的性能增益，尤其是在严重多径和噪声的情况下。也注意第二级相关器的 性能增益。峰值更加有别于其他两种技术的峰值。输入数据的第一部分是加到 相关器的随机数据。

无线通信系统中的首要操作是检测有效信号(分组)的开始-有时称为突 发检测或者峰值检测。突发检测通过评估相关输出来完成。最频繁地使用于突 发检测的技术是基于将f(m)的幅度与某个固定门限比较。门限值是噪声电平、 AGC设定、和期望的信号强度的函数。通常，AGC被设定为在开始时最大以 捕获弱信号。由于这个方法是基于门限的，所以其对于门限值自然是敏感的并 且因此其性能可以被噪声影响。

本发明的优选实施例是在H-Xcorr的输出上的基于MMSE的峰值检测器。 如上所表明的以及如下所显示的，第二级相关器计算这个检测器所需要的部分 计算。

基于(0.8)中描述的关系，H-Xcorr的输出上的MMSE检测器被描述为

此外，上述方程式的简化产生了

使用(0.8)，估计

$e^{\mathrm{j\beta }}\approx \frac{\underset{l=0}{\overset{Z-1}{\Sigma }}f(m-l)f^{*}(m-D-l)}{\underset{l=0}{\overset{Z-1}{\Sigma }}{\left|f(m-D-l)\right|}^2}---\left(0.14\right)$

在(0.13)中使用(0.14)且进一步的简化产生[参见附录]

其中

$h_1\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{Z-1}{\Sigma }}\left|f{(m-l)}^2\right|,$以及$h_2\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{Z-1}{\Sigma }}\left|f{(m-l-D)}^2\right|$

根据这些，注意在没有加性干扰(AWGN等)的情况下

其中等式是在峰值处成立的。由上述第二级相关器计算。理想的，其足以 检验等式条件以确定输入信号是否包含需要的前置码。然而，在实际的系统中， 等式条件通常并不为真。因此，检验下述条件以确定输入信号是否包含有效的 前置码。

其中k₁，是常数，k₁＜1。自然地，假定(0.17)被满足，则相关的峰值，即的峰值形成了用于MMSE方案的点。通常，k₁与输入SNR相关，SNR越低， k₁越低。然而，由于关于SNR的信息不可得，所以k₁被设定为最低值，这使得 它对于远的信号上的触发是敏感的。在这种情况下，不希望的临近的信号可能 导致错误的告警。为了避免这种情况，必须满足附加的条件

$>k_2\underset{l=0}{\overset{N-1}{\Sigma }}{\left|f(m-D-l)\right|}^2+{\left|f(m-l)\right|}^2$以及

其中N大约等于码元长度。在优选实施例中，仅仅使用一阶低通滤波器实现(近 似)上述方程式的右手部分。注意必须仔细选择K₃，使得不会发生不必要的错 误检测，尤其是在SOP和高AGC增益期间。示范值是k₁＝0.5，N＝128，Z＝ 18，k₂＝12，K₃＝1/16，k₄＝ADC_max⁴/120。图3是具有频率误差计算302的同 步方案的核心的简化举例说明性图。

在MBOA提议中，帧同步是结束同步前置码并且开始OFDM码元的点。 在优选实施例中，经修改的最大似然(ML)判决规则被用在差分的解调数据上。 理想的ML判决将基于以下发现

对于所有g＞0(0.19) 其中s^g是比特的所有可能组合的组，并且s⁰是差分编码的帧同步遮盖序列(cover sequence)的组。此外，这个的简化(由于$s_k^g=\pm 1$)导致了 对于所有g＞0(0.20) 在这一点，做出假设以简化该实现。第一，假设由频率误差引起的相位旋转不 超过90°。第二，仅仅检验(0.20)的左手项的一个组(所有1s)。通过使用这 个，容易实现的判决采取下述形式

人们还可以通过假设由频率误差引起的相位旋转非常小来进一步简化上述等 式。这产生了下述更加简化的判决规则。此规则用在下面给出的仿真中。

k₅是常数，0＜k₅＜1。对于MBOA，I≥3。与硬判决值相反，该方法只是使用软 判决变量的帧同步序列的差分检测。注意，导致相位旋转超过90°的高的频率误 差将使得帧同步检测非常困难。然而，对于20ppm的晶体误差，较低的3个频 带上的相位旋转将不超过90°。对于较高的频带，应当对下面提供的帧同步检测 以及频率误差估计进行仔细考虑。可以通过首先补偿频率误差并使用非差分检 测来获得性能的改进。

为了评估本发明的优选实施例的性能，进行了几种仿真。图4到7的图显 示了对于几个仿真条件的仿真结果。每个点是在50000个噪声实现上求平均(对 500分组仿真的100个信道中的每一个)。分组结构是使得头几个码元被填充以 OFDM数据，之后跟随有前置码。这样做是为了探测错误检测的影响。该结果 是对于完全获取的，即，初始突发检测后随以帧同步检测。对这个仿真使用双 级配置。其他模式，即，分等级的自相关器和孤立的H-Xcorr并不象本发明的 后随有MMSE检测器的H-Xcorr那样可靠。如早先所解释的，跟随H-Xcorr的 第二级相关器形成了MMSE检测器的一部分。在图6中，对于附近的信号以及 K₁＝0.5的相当高的误差率是由正常OFDM信号上的错误检测(即，用于这个仿 真的分组的第一部分)导致的。这主要是由于使用K₁的较低值、使得其对噪声 敏感而导致。原则上，这并不受漏检概率影响(fall under)。尽管如此，给出这 个是为了举例说明低K₁值的影响。尽管这样的值改进了弱信号的性能，但它们 可以引起不想要的强能量信号的不必要检测。注意在图7所图解的距离中不存 在错误检测。

定时(FFT窗口的最佳开始)

众所周知，最佳FFT窗口是基于在窗口中包括最大信道能量的窗口。如早 先所提到的，的峰值对应于Z的窗口内信道脉冲响应的总和的峰值。因 此，这个相关窗口的峰值形成了对于FFT窗口的开始的参考。对于MBOA提 议，FFT窗口的开始优选地被设定为m_peak-Z-128。

载波频率误差估计和校正

发射机和接收机之间的频率误差将导致载波间干扰和相位旋转。对于UWB 系统，载波频率误差与载波间间隔相比非常小。例如，对于40ppm误差和5GHz 中心频率，频率误差是200KHz。这大约是载波间间隔的4.8％。这样的频率误 差并不会由于载波间干扰而导致显著的降级。然而，其仍然由于相位旋转而导 致显著的降级。因此必须补偿频率误差。频率误差的补偿可以分为粗和细补偿。 使用数字混合器补偿粗频率误差。在FFT之后使用相位旋转器补偿细频率误差。

由于中心频率是从单个晶体中获得的，考虑对于所有的频带仅需要一个频 率误差是有吸引力的。即使使用一个中心晶体，对于所有频带的频率误差也并 不相同。通常，在给定频带中的频率误差等于ppm*Fc，其中ppm是晶体的百 万分率的误差，以及Fc是晶体频率。因此，频率误差将不相同。然而，由于中 心频率是从一个晶体中获得的，所以所有频带中的误差具有一个确定的关系。 如果在频带之一中估计的频率被严重干扰变得恶化，则人们可以使用这个信息 来改进这个频带中的性能(即，消除离群值(outlier))。然而，每个频带中频率 误差估计的准确性取决于那个频带中信号的SNR。因为SNR可以由于衰落和干 扰而改变，所以将一个频带的估计用于其他频带需要仔细考虑操作条件以避免 使估计的准确性降级。

仿真已经显示系统的性能可以通过在突发检测之后可用的多个前置码数据 上对估计求平均来改进。因此，每个频带的频率误差使用下式计算

这实质上是平均在峰值处的相关的值，然后计算该角度，一种精致的、但鲁棒 的技术。对于MBOA系统，对于TFC类型1和2，D＝165*3。此外，MBOA 前置码包含遮盖序列。因此，被D个采样分开的两个码元的遮盖序列的积并不 是1并且上述平均将不起作用。帧同步序列是一个例子。因此，对于MBOA， 上述等式被修改为

核心基带前端的性能(同步、频率误差估计、定时误差估计)不被下述损 害影响是非常重要的。

1.DC偏置

通常，某些残余DC信号来自于RF/ADC前端。可以容易地看出对于DC 输入的互相关器的输出是0。这是由于参考序列的零均值的事实所导致。由于所 有其他处理都是使用H-Xcorr的输出进行的，那么，因而断定整体系统对于DC 偏置并不敏感。

2.窄带干扰(NBI)

对于缓慢变化的窄带干扰，H-Xcorr的性状与具有DC输入的相同，即，对 于缓慢变化的NBI并不敏感。然而，对于快速变化的NBI，N-Xcorr性能取决 于本地参考序列和干扰者的互相关属性。然而，考虑序列的伪随机性质和干扰 的确定性性质，H-Xcorr的输出显著低于干扰者的功率并且因此预期有非常小的 性能影响。

3.同时操作的微微网(SOP)

使用与MMSE检测器结合的H-Xcorr提供了对不希望的信号，例如SOP 的有力拒绝。这在上面提供的仿真结果中被图解。

现在参考图8，图解了用于在包括至少一个同时操作的微微网的基于分组 的数字通信系统中同步的系统800。系统800包括分等级互相关器(H-Xcorr) 计算模块100，其包括解扩计算模块801，用于解扩包括具有固定长度的分等级 同步序列的输入信号，并且输出从解扩输入信号中计算的第一相关序列。系统 800还包括最小均方误差(MMSE)检测器803，其包括第二级自相关器计算模 块301，用于接收第一相关的序列并计算被延时固定长度的第二相关的序列，以 及峰值计算模块804，用于接收第二序列并从中计算频率误差和具有实部的峰 值。此外，检测器803使用峰值来设定用于基于OFDM的调制的FFT窗口的开 始，峰值的实部用于检测帧同步，并且峰值用于突发检测的目的。

尽管本发明的优选实施例已经被图解和描述，但本领域技术人员应当明白 这里描述的系统、设备和方法是举例说明性的，并且在不脱离本发明的真实范 围的情况下可以进行各种改变和修改，并且可以用等同物代替其要素。此外， 可以在不脱离其中心范围的情况下，进行很多修改，以使本发明的教导适应于 特定的同步情况。因此，并不打算让本发明限于被公开作为对于执行本发明所 构想的最佳模式的特定实施例，而是本发明包括落在所附权利要求范围内的所 有实施例。

附录

方程式(0.15)的推导

(0.13)可以被重新写为

$h_1\left(m\right)+h_2\left(m\right)-2\underset{l=0}{\overset{Z-1}{\Sigma }}\mathrm{Re}\left\{f(m-l)f^{*}(m-D-l)(\cos \left(\beta \right)+j\sin \left(\beta \right))\right\}---\left(0.25\right)$

仅仅考虑上述方程式的左手项和进一步展开，我们发现

$z\left(m\right)=\underset{l=0}{\overset{Z-1}{\Sigma }}\mathrm{Re}\left\{f(m-l)f^{*}(m-D-l)(\cos \left(\beta \right)-j\sin \left(\beta \right))\right\}$

$=\cos \left(\beta \right)\underset{l=0}{\overset{Z-1}{\Sigma }}\mathrm{Re}\left\{f(m-l)f^{*}(m-D-l)\right\}+\sin \left(\beta \right)\underset{l=0}{\overset{Z-1}{\Sigma }}\mathrm{Im}\left\{f(m-l)f^{*}(m-D-l)\right\}---\left(0.26\right)$

在上述方程式中使用(0.9)和(0.14)，产生

其等于

再次使用(0.9)，我们发现

产生

这在(0.25)中使用，产生(0.15)。