无极放电灯的可调光电子镇流器及照明器

摘要

提供一种用于无极放电灯的能够调节光的电子稳压器，包括逆变器电路、谐振电路、感应线圈以及起动电路。起动电路具有可变时间常数，并且从重新起动常数开始扫描逆变器电路的驱动频率，使得施加到线圈两端的电压从低于用以起动和重新起动灯的起动电压和重新起动电压的电压升高至高于该起动电压和该重新起动电压的电压。在用于起动灯的起动周期期间的起动时间常数大于在用于重新起动灯的重新起动周期期间的重新起动时间常数。

说明书

技术领域

本发明涉及一种无极放电灯的可调光电子镇流器以及配备这种镇流器的照明器(luminare)。

背景技术

在无极放电灯的可调光电子镇流器中，调光是通过以相同的方式重复打开和关闭灯来实现的，例如像日本专利申请公开号2000-353600中所描述的电路那样。在这种电路中，灯打开和关闭的每个周期设定为一小段时间(例如若干毫秒或更少)，在这一小段时间内灯在亮度上的改变不会被人眼觉察到。在此电路中，每个灯关闭周期设定为大约0.5毫秒。

这种镇流器例如由DC电源电路、逆变器电路(inverter circuit)、谐振电路以及感应线圈构成。另外，镇流器还设置有起动电路，用以向上扫描施加到线圈两端的起动电压，以便良好而稳定地起动无极放电灯。

在这种向上扫描型镇流器中，在起动周期期间向上扫描的起动电压因起动电路的时间常数而变得非常高。因为重新起动电压必须上升到在灯关闭的短周期之后立即将灯重新起动所需的电压，并且起动周期也长于重新起动周期。

当镇流器还设置有铁氧体磁心(ferrite core)时，例如像日本专利国家公开号P2003-515898A(WO01/041515)中所描述的系统那样，若环境温度高，就易于导致铁氧体磁心在起动周期期间饱和。

发明内容

因此本发明的一个目的就是降低起动电压而不降低重新起动电压，并且即使安装铁氧体磁心也使得铁氧体磁心很难在起动周期期间饱和。

本发明的无极放电灯的可调光电子镇流器包括逆变器电路、谐振电路、感应线圈以及起动电路。逆变器电路响应具有可变驱动频率的驱动信号，将来自DC电源电路的DC功率转换成高频功率，该高频功率具有与驱动频率对应的操作频率。谐振电路接收高频功率，然后基于谐振特性产生高频谐振功率。谐振功率是与操作频率对应的可变输出。感应线圈接收高频谐振功率，并随后产生高频电磁场以将该电磁场施加到无极放电灯。起动电路具有可变时间常数。起动电路通过用于起动或重新起动的时间常数来扫描驱动频率，使得通过高频谐振功率施加到线圈两端的电压从低于用于起动和重新起动灯的起动电压和重新起动电压的电压升高，达到高于起动电压和重新起动电压的电压。在起动灯的起动周期期间用于起动的时间常数大于在重新起动灯的重新起动周期期间用于重新起动的时间常数。

在这种结构中，在各重新起动周期期间，施加到线圈两端的电压可通过用于重新起动的时间常数而迅速上升，且因此能够迅速地重新起动然后接通灯。此外，能够减小电路上的应力(stress)，这是因为可通过用于起动的时间常数来缓和在起动周期期间施加到线圈两端的电压的升高，并且可减小起动时的电压(最大电压)。所以，能够降低起动电压而不降低重新起动电压。另外，即使安装铁氧体磁心，铁氧体磁心在起动周期期间也很难饱和。

在一个优选实施例中，起动电路接收调光控制信号，该调光控制信号是工作周期(duty)可变的并且重复第一和第二电平。起动电路响应每个第一电平，通过用于重新起动的时间常数周期性地扫描驱动频率，使得施加到线圈两端的电压从低于重新起动电压的电压升高，达到高于重新起动电压的电压。灯根据调光控制信号而重复地打开和关闭，并以与工作周期对应的调光速率来点亮。

在另一优选实施例中，起动电路周期性地在调光控制信号的每个第二电平期间将驱动频率改变成熄灭频率(frequency for extinction)。熄灭频率是用于将施加到线圈两端的电压降低到比点亮灯所必需的电压低的频率。然而不限于此，逆变器电路也可周期性地在调光控制信号的每个第二电平期间停止其自身的输出。

在一个改进型实施例中，起动电路连续地向下扫描用于起动的时间常数和用于重新起动的时间常数。在此实施例中，排除过冲和下冲成分，因此可防止重新起动电压因这些成分而变得过高。

在另一改进实施例中，起动电路与控制信号产生装置连接。控制信号产生装置将调光控制信号提供给起动电路，并且还从调光控制信号的输出时间点增大调光控制信号的每个第二电平的工作周期。该工作周期从零增大到给定值。在此实施例的情况下，可防止因时间常数改变而产生过电压。

在又一个改进型实施例中，起动电路与控制信号产生装置连接。控制信号产生装置在从灯的谐振特性偏移到点亮模式谐振的时间点再经过50毫秒的时间之前，将调光控制信号提供给起动电路。在此实施例的情况下，可抑制起动周期之后的闪烁感。

在其它优选实施例中，紧邻在起动周期中的扫描之前的第一操作频率低于紧邻在重新起动周期中的扫描之前的第二操作频率。通过第一操作频率施加到线圈两端的电压还高于通过第二操作频率施加到线圈两端的电压。在此实施例的情况下，可进一步减小起动电压并且还可缩短起动周期。此外，能够更有效地防止铁氧体磁心饱和。

本发明的照明器包括所述可调光电子镇流器，并且配备灯。

附图说明

以下将进一步详细地描述本发明的优选实施例。参考以下详细描述和附图，将能更好地理解本发明的其它特征和优点，在附图中：

图1是根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第一实施例的电路图；

图2示出配备图1中镇流器的照明器；

图3示出配备图1中镇流器的照明器的另一实例；

图4是图1所示镇流器中驱动电路的电路图；

图5是图4中驱动电路的输入/输出特性曲线；

图6是图1中镇流器的谐振特性曲线；

图7示出图1的镇流器中时间常数改变电路的操作原理；

图8是时序图，示出图1中镇流器的操作；

图9是根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第二实施例中的控制信号产生装置和起动电路的电路图；

图10示出一个替换实施例；

图11是时序图，示出图10的实施例的操作；

图12示出根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第三实施例中调光控制信号的高电平(HIGH)周期上的可变工作周期；

图13是时序图，示出图12中镇流器的操作；

图14示出根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第四实施例的输出波形；

图15是根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第五实施例中的起动电路的电路图；且

图16是时序图，示出图15中镇流器的操作。

具体实施方式

图1示出根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第一实施例。第一实施例中的镇流器安装到照明器1中，例如图2中的街灯1A、图3中的保护灯1B、聚光灯(downlight)等等。照明器1配备有无极放电灯2。灯2具有以诸如惰性气体、金属蒸气等等(例如汞和稀有气体)这样的放电气体填充的灯泡，例如玻璃灯泡、玻璃球体等等。灯泡透明或包含涂到内表面上的磷。

如图1所示，镇流器由DC电源电路11、逆变器电路12、谐振电路13、感应线圈14、控制信号产生装置15以及起动电路(控制电路)16构成。然而，装置15可为外部装置。

DC电源电路11例如为电压升压转换器，将来自AC电源3的AC功率转换成DC功率，即DC电压V_DC。该转换器例如由整流器(二极管桥)110、电感器111、FET 112、二极管113、平滑电容器114以及控制电路115构成。

逆变器电路12例如为半桥逆变器。为了响应具有可变驱动频率的驱动信号，逆变器将来自DC电源电路11的DC功率转换成具有与驱动频率对应的操作频率(例如数十kHz至数十MHz)的高频功率。逆变器由FET 120和FET 121、及驱动电路122构成。

如图4中实例所示，驱动电路122由电压控制振荡器(VCO)123、电阻器124-126、恒压源127、二极管128以及跟随放大器129构成。驱动电路将诸如方波或类似波形的驱动信号提供给FET 120和FET 121各自的栅极。二者的驱动信号具有大约180°的相位差，并施加到端子H_OUT和H_GND上以及端子L_OUT和L_GND上。因此，FET 120和FET 121通过驱动信号而交替地导通和截止。

驱动电路122还根据来自起动电路16的驱动控制信号(电压)V_swp来控制各驱动信号的驱动频率。驱动频率的基频是通过恒压源127和电阻器124及125确定的。对VCO 123而言，输入电压V_in的基本成分是通过以电阻器124及125将恒压源127的电压进行分压而获得的电压(分压)。从电阻器124及125的分压(耦接)点流出的电流I_swp分别响应于信号V_swp的增大和减小而减小和增大。电压V_in分别响应于电流I_swp的减小和增大而增大和减小。VCO 123则分别响应于电压V_in的增大和减小而减小和增大驱动信号的各驱动频率f_dr。所以，如图5所示，电路122分别根据驱动控制信号V_swp的增大和减小，来减小和增大各驱动信号的驱动频率f_dr。

图1中的谐振电路13例如为电感器130和电容器131构成的串联谐振电路。此谐振电路从逆变器电路12接收高频功率，并随后基于谐振特性产生高频谐振功率。上述谐振功率对应于电路12的操作频率而可变地输出。如图6所示，上述谐振特性分别响应于灯2的熄灭和点亮状态而偏移到第一谐振曲线SP和第二谐振曲线LP。曲线SP是在灯2点亮之前的起动周期(起动模式)的特性，并在特定的谐振频率处具有谐振峰值。曲线LP是即灯2点亮时的点亮周期(点亮模式)的特性，其比第一谐振曲线SP低。图1中的电容器132与电容器131结合从而构成匹配电路。

感应线圈14连接到谐振电路13的输出端，并且还位于灯2附近。线圈14从电路13接收高频谐振功率，然后产生高频电磁场以将电磁场施加到灯2。线圈14还设置有铁氧体磁心。

控制信号产生装置15将包含起动信号和调光控制信号的合成控制信号V_pwm提供给起动电路16，并且还将时间常数改变信号V_t提供给电路16。信号V_t在从起动时间点开始的给定周期期间变成高电平，并在上述周期之后变成低电平(LOW)。调光速率的调整是通过控制包含在合成控制信号V_pwm中的调光控制信号的接通工作周期(ON duty)来实现的。

起动电路16是具有可变时间常数的扫描电路。如图5和图6所示，电路16通过用于起动或重新起动的时间常数向下扫描驱动频率f_op，使得通过高频谐振功率施加到线圈14两端的电压V_out从比用以起动和重新起动灯2的起动电压和重新起动电压(参看图8中的V_out1)低的电压升高到比起动电压和重新起动电压高的电压。

如图1所示，起动电路16由电容器160、电阻器161-165、OP放大器166、FET 167以及时间常数改变电路168构成。电容器160和电阻器161构成一个具有基本时间常数的积分电路，并被施加以DC电压V_E。OP放大器166和电阻器162、163构成一个非反相放大器，并放大上述积分电路的输出。FET 167和电阻器164(电阻器164＜电阻器165)构成一个放电电路。该放电电路在合成控制信号V_pwm的每个高电平时的FET 167导通期间，将电容器160的电荷放电。电阻器161、164和165确定当FET 167导通时非反相放大器的最小输出电压(V_swp的最小电压)，然后限定驱动频率f_ar的扫描起动频率。因此，起动和熄灭时的最大操作频率f_op1被限定成如图6所示。频率f_op1被设定为逆变器电路12、线圈14等等中的损失变小的数值。另一方面，电容器160两端的最大电压确定了非反相放大器的最大输出电压，以限定频率f_dr的扫描结束频率。因此，就限定了最小操作频率f_op4，并且灯2在操作频率f_op从f_oo1到f_op4向下扫描时点亮。图6中，f_op3是当灯2在起动周期中点亮时的操作频率，而f_op2是当灯2在重新起动周期中点亮时的操作频率。

如图7所示，时间常数改变电路168在起动灯2的起动周期期间将起动电路16的时间常数τ变为用于起动的时间常数(τ0)。电路168在重新起动灯2的重新起动周期期间将时间常数τ变为用于重新起动的时间常数(τ1)。因此，例如图1所示，电路168由晶体管168a、电容器168b以及电阻器168c构成。电路168在时间常数改变信号V_t为高电平时将时间常数τ变为τ0，而在V_t为低电平时将时间常数τ改变成τ1。τ1通过C160×R161来计算，并设定为若干毫秒的数值。C160是电容器160的电容量，而R161是电阻器161的电阻。τ0通过(C160+C168b)×R161来计算，并设定为在给定范围内大于τ1的数值。C168b是电容器168b的电容量。

以下参考图8说明第一实施例的操作。在起动时间点t10，高电平的时间常数改变信号V_t被提供给起动电路16，并且时间常数τ被设定为τ0。高电平的合成控制信号(起动控制信号)V_pwm也被提供给电路16，并且电路16的驱动控制信号V_swp被设定为与驱动频率f_dr的扫描起动频率对应的最小电压。因此，具有扫描起动频率的驱动信号从驱动电路122提供给FET 120和FET 121各自的栅极，并且逆变器电路12以最大操作频率f_op1运作。

此后，在合成控制信号(起动控制信号)V_pwm从高电平偏移到低电平的时间点t11处，以及在时间点t11之后，电容器160两端的电压通过时间常数τ0向上扫描，并且驱动控制信号V_swp从最小电压向上扫描。因而，驱动频率f_dr向下扫描，然后逆变器电路12的操作频率从f_op1到f_op4向下扫描，因此施加到线圈14两端的电压V_out升高。灯2在操作频率到达f_op4的时间点t12之前以电压V_out3点亮。在此点，在灯2内通过来自线圈14的高频电磁场而产生高频等离子体电流，并且灯2发出紫外线或可见光。

此后，在合成控制信号(调光控制信号)V_pwm从低电平偏移到高电平的时间点t13处，以及在时间点t13之后，驱动控制信号V_swp返回到最小电压。合成控制信号(调光控制信号)V_pwm也被设定为从100Hz至若干kHz的恒定数值。因此，逆变器电路12再次以最大操作频率f_op1运作，并且灯2关闭。在时间点t14处，时间常数改变信号V_t从高电平偏移到低电平，并且时间常数τ变为τ1。

此后，在合成控制信号(调光控制信号)V_pwm从高电平偏移到低电平的时间点t15处，以及在时间点t15之后，电容器160两端的电压通过时间常数τ1向上扫描，并且驱动控制信号V_swp从最小电压向上扫描。因而，驱动频率f_dr向下扫描，然后逆变器电路12的操作频率从f_op1到f_op4向下扫描，且电压V_out因此而升高。灯2在操作频率到达f_op4的时间点t16之前通过电压V_out2而打开。此处，灯内的放电气体在灯重新起动时保持能量，重新起动电压V_out2因此而变得低于起动电压V_out3。

此后，在信号V_pwm从低电平偏移到高电平的时间点t17处，以及在时间点t17之后，驱动控制信号V_swp返回到最小电压。因此，逆变器电路12再次以最大操作频率f_op1进行操作并且灯2关闭。在此操作时以及在此操作之后，重复相同的操作。

在第一实施例中，在调光模式中的每个重新起动周期期间，电压V_out可通过用于重新起动的时间常数τ1迅速上升，灯2可因此响应信号V_pwm的低电平而迅速重新起动然后接通。

此外，可减少电路上的应力(参看图7)，这是因为可通过用于起动的时间常数τ0来使得电压V_out在起动周期期间的上升变得缓和，并且也可减小起动电压(最大电压)V_out。此优点通过实验得到了证实。当起动时的时间常数τ为0.4毫秒并与重新起动时的时间常数相同的时候，在电压(脉宽调制电压)V_pwm的频率f_pwm为500Hz而起动时的操作频率f_op3为135kHz的条件下，起动时的最高电压为1.65kVo-p。当用于起动的时间常数τ0为35毫秒时，在上述条件下，起动时的最高电压为1.15kVo-p。所以，可降低起动电压而不降低重新起动电压。另外，即使安装了铁氧体磁心，铁氧体磁心在起动周期期间也很难饱和。

在一个替换实施例中，逆变器电路在合成控制信号V_pwm的每个高电平(V_swp的最小电压)期间周期性地停止其自身的输出，而不是将电压V_out减小到V_out1(参见图8)。

图9示出在根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第二实施例中的控制信号产生装置25和起动电路26。第二实施例中的镇流器特点在于起动电路26。电路26包括电容器260、电阻器261-265、OP放大器266以及FET 267，类似于第一实施例中的那些器件，并且还包括与第一实施例中的时间常数改变电路不同的时间常数改变电路268。

时间常数改变电路268由晶体管268a以及电阻器268b和268c构成。电路268当时间常数改变信号V_t为高电平时将时间常数τ设定为τ0，而当V_t为低电平时将时间常数τ改变成τ1。在晶体管268a的发射极与基极之间的电流小得可忽略的条件下，τ1通过C260×(R261//R268b)来计算得到，并设定为若干毫秒的数值。C260是电容器260的电容量，而R261和R268b分别是电阻器261和电阻器268b的电阻。τ0通过C260×R261来计算，并设定为在给定范围内大于τ1的数值。

在一个替换实施例中，如图10和图11所示，起动电路26响应来自控制信号产生装置25的时间常数改变信号V_t，分别连续地向下扫描用于起动的时间常数τ0和用于重新起动的时间常数τ1。装置25从起动周期的扫描起动时间点t21至例如时间点t27，向下扫描信号V_t。在本实施例的情况下，施加到OP放大器266的非反相输入端子的电压不包含与第二实施例类似的过冲(overshoot)和下冲(undershoot)成分。因此，可防止重新起动电压因这些成分而变得过大。

图12和图13示出根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第三实施例的操作。第三实施例中的镇流器特点在于控制信号产生装置。该控制信号产生装置从调光控制信号的输出时间点t33开始增大包含在合成控制信号V_pwm中的调光控制信号的每个高电平的工作周期。此工作周期从零增大到时间点t34处的给定值。由于高电平的工作周期较小，当灯重新起动时保留在灯中的电离化离子(ionized ion)的速度变得更高，因此重新起动时的最大电压逐渐升高。施加到起动电路中OP放大器的非反相输入端子的电压具有当时间常数改变时变得不稳定的趋势。然而，在重新起动时此最大电压降低，且因时间常数的改变而引起的过电压由此得到抑制。

图14示出根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第四实施例的输出波形。第四实施例中的镇流器特点在于控制信号产生装置。该控制信号产生装置在从灯的谐振特性偏移到点亮模式谐振(图6中的第二谐振曲线LP)的时间点起再经过50毫秒的时间之前，将调光控制信号提供给起动电路。在图14的实例中，在从谐振特性偏移到第二谐振曲线LP的时间点再经过42毫秒的时间点提供调光控制信号。

眼睛受到光刺激的人的感觉在受到光刺激之后50-100毫秒达到峰值。这种现象被称为布罗卡-苏尔泽效应。在第四实施例中，通过使图14中的ΔT短于50毫秒，即可抑制起动周期之后的闪烁感。

图15示出根据本发明无极放电灯的可调光电子镇流器的第五实施例中的起动电路56。电路56包括电容器560、电阻器561-565、OP放大器566、FET 567以及时间常数改变电路568，类似于第一实施例中的那些器件，并且电路56还进一步包括起动电压改变电路569。

起动电压改变电路569响应来自控制信号产生装置的时间常数改变信号V_t，使得起动周期中紧邻在扫描之前的操作频率f_op1’低于重新起动周期中紧邻在扫描之前的操作频率f_op1。因而，电路569使得通过频率f_op1’而施加到线圈两端的电压V_out1’高于通过频率f_op1而电压施加到线圈两端的V_out1。电压V_out1’低于当灯偏移到电弧放电时的电平，并被设定为用以增大灯中放电气体的电离化离子的速度的电平。然而，V_out1’也可为当灯中产生辉光放电时的电平。

因此，如图15中的时例所示，起动电压改变电路569由晶体管569a和电阻器569b、569c构成。电阻器564及电阻器565形成的并联电路(564//565)的电阻也设定为大于第一实施例中164//165的电阻的数值。因而，当晶体管569a在起动点t50响应于高电平的时间常数改变信号V_t而截止时，电压V_swp就变得高于第一实施例中的电压，并且操作频率f_op设定为f_op1’。因此，在周期t50-t51期间施加到线圈两端的电压就变成电压V_out1’，该电压V_out1’高于第一实施例的电压V_out1。并联电路564//565和电阻器569b的电阻也设定为几乎与164//165的电阻相同的数值。因此，当晶体管569a在时间点t53响应于低电平的时间常数改变信号V_t而导通时，电压V_swp就变低，并且操作频率f_op在截止时从f_op1’改变成f_op1，类似于第一实施例。

在第五实施例中，起动周期中电压V_out直接在向下扫描之前从V_out1升高到V_out1’，且因此而能够在灯中的放电气体内储存更多能量。因此，可将起动电压V_out3减小至低于第一实施例的起动电压而且还能缩短起动周期。此外，能够更有效地防止铁氧体磁心的饱和。

尽管参考特定的优选实施例描述了本发明，本领域技术人员仍可进行许多修改和变化而不偏离本发明的真正精神和范围。