利用双向非对称缓冲器结构提高性能的LDO电路

摘要

利用双向非对称缓冲器结构提高性能的LDO电路，采用双向非对称缓冲器结构同时提供具有信号反向功能的反馈通路和具有信号同向功能的前向通路，反馈通路用于实现LDO电路的频率补偿并提高瞬态响应性能，前向通路用于抵消由LDO传输元件的栅漏寄生电容产生的右半平面零点，从而改善系统的稳定性，拓展单位增益带宽。该电路具有结构简单、功耗低、能够有效消除右半平面零点等优点。

说明书

技术领域

本发明涉及一种LDO电路，特别是一种利用双向非对称缓冲器结构来有效消除低压差线性稳压器中的右半平面零点，从而增强环路稳定性并提高系统性能的LDO电路。

背景技术

线性电路中通常使用闭环负反馈系统。例如，在低压差线性稳压器(LDO，Low-Dropout Voltage Regulator)中，通过使用反馈环路来得到稳定的输出电压。为了降低输入输出压差(Dropout电压)并增强电流驱动能力，LDO中的传输元件(也称为传输管、调整管、功率管、Pass Element、Power Device等)通常具有极大的宽长比(如20000μm/1μm)，因而其栅漏寄生电容C_gd通常较大(如10pF)。寄生电容C_gd和传输元件的跨导g_mp形成一个频率为g_mp/C_gd的右半平面零点ω_ZRHP，该零点的存在，降低了环路的稳定性，制约了LDO的单位增益带宽和响应速度。为确保闭环系统能够稳定工作并实现高性能LDO的设计目标，需要消除右半平面零点ω_ZRHP。

图1给出了现有的第一种消除右半平面零点的电路原理框图，包括增益级101、LDO传输元件201、LDO传输元件201的栅漏寄生电容C_gd202以及消零电阻203。节点V_i、V₁和V_o分别为增益级101的输入端、输出端、以及LDO的输出端，R₁、C₁为节点V₁的输出阻抗和集总寄生电容，R_L、C_L为节点V_o的输出阻抗(含负载阻抗)和负载电容。由于电容C_gd为栅漏寄生电容，因此在物理上无法实现消零电阻R_Z与电容C_gd的串联连接，这就使得图1所示电路不能消除LDO中的右半平面零点ω_ZRHP。

图2给出了现有的第二种消除右半平面零点的电路原理框图。该图为图1的改进结构，包括增益级101、LDO传输元件201、LDO传输元件201的栅漏寄生电容C_gd202、消零电阻203以及补偿电容C_f204。图2所示电路中，从节点V_i到节点V_o的传递函数为：

$\frac{V_o\left(s\right)}{V_i\left(s\right)}\approx \frac{g_{m1}{R}_1{g}_{\mathrm{mp}}{R}_L[1+s(R_f{C}_f-\frac{C_f+C_{\mathrm{gd}}}{g_{\mathrm{mp}}})-s^2{R}_f{C}_f\frac{C_{\mathrm{gd}}}{g_{\mathrm{mp}}}]}{[1+s{R}_1{g}_{\mathrm{mp}}{R}_L(C_f+C_{\mathrm{gd}})]\{1+s[\frac{C_L}{g_{\mathrm{mp}}}\frac{(C_f+C_{\mathrm{gd}}+C_1)}{(C_f+C_{\mathrm{gd}})}+R_f{C}_f\frac{C_{\mathrm{gd}}}{(C_f+C_{\mathrm{gd}})}]+s^2{R}_f{C}_f\frac{C_L}{g_{\mathrm{mp}}}\frac{(C_1+C_{\mathrm{gd}})}{(C_f+C_{\mathrm{gd}})}\}}$

由上式可知，若R_fC_f＞(C_f+C_gd)/g_mp，则传递函数中存在一个左半平面零点和一个右半平面零点；若R_fC_f＞＞(C_f+C_gd)/g_mp，则所得到的左半平面零点为1/(R_fC_f)，而右半平面零点仍为g_mp/C_gd。因此，该电路并不能消除右半平面零点ω_ZRHP。此外该电路还存在以下缺点：容性负载驱动能力弱，需要使用大补偿电容C_f，从而增加芯片面积，降低内部节点的压摆率和瞬态响应速度；降低了LDO的电源电压抑制比(Power Supply Rejection Ratio，PSRR)性能。

图3给出了现有的第三种消除右半平面零点的电路原理框图，包括增益级101、LDO传输元件201、LDO传输元件201的栅漏寄生电容C_gd 202、电流缓冲级301、补偿电容C_f302以及补偿电阻R_f303。

若主极点位于节点V₁，则图3所示电路从节点V_i到节点V_o的传递函数为：

$\frac{V_o\left(s\right)}{V_i\left(s\right)}\approx \frac{g_{m1}{R}_1{g}_{\mathrm{mp}}{R}_L(1+s{R}_f{C}_f)(1-s\frac{C_{\mathrm{gd}}}{g_{\mathrm{mp}}})}{[1+s{R}_1{g}_{\mathrm{mp}}{R}_L(g_{\mathrm{mf}}{R}_f{C}_f+C_{\mathrm{gd}})][1+s\frac{C_L}{g_{\mathrm{mp}}}\frac{(C_1+C_{\mathrm{gd}})}{(g_{\mathrm{mf}}{R}_f{C}_f+C_{\mathrm{gd}})}]}$

通过使用电流缓冲级301，图3所示电路可以阻断由电流缓冲级301、补偿电容C_f 302以及补偿电阻R_f 303组成的补偿网络的前向通路，从而消除由补偿电容C_f 302引入的右半平面零点，但电流缓冲级301并不能消除原有的右半平面零点ω_ZRHP。

图4给出了现有的第四种消除右半平面零点的电路原理框图，包括增益级101、LDO传输元件201、LDO传输元件201的栅漏寄生电容C_gd202以及前向跨导级301。

前向跨导级301产生的小信号电流(i_FTS＝g_mfv_i)和流过寄生电容C_gd的小信号电流(i_FF＝-g_m1v_i)具有相反的相位。因此，i_FTS可以用来抵消i_FF。

图4所示电路从节点V_i到节点V_o的传递函数为：

$\frac{V_o\left(s\right)}{V_i\left(s\right)}\approx \frac{g_{m1}{R}_1{g}_{\mathrm{mp}}{R}_L[1+s\frac{C_{\mathrm{gd}}(g_{\mathrm{mf}}-g_{m1})}{g_{m1}{g}_{\mathrm{mp}}}]}{(1+s{R}_1{g}_{\mathrm{mp}}{R}_L{C}_{\mathrm{gd}})(1+s\frac{C_L}{g_{\mathrm{mp}}})}$

由上式可知，若g_mf＝g_m1，则右半平面零点可以完全被消除；若g_mf＞g_m1，则可以得到一个左半平面零点。然而，这种基于前向跨导级的右半平面零点消除机制具有以下缺点：首先，前向跨导级只能提供前向通路，因此无法实现反馈补偿机制。通常情况下，单纯依靠传输元件的栅漏寄生电容C_gd并不足以确保环路稳定。为此，需要加入额外的反馈补偿电路，这就增加了电路的复杂性并有可能导致响应速度和PSRR性能的降低；其次，前向跨导级301增加了电路的复杂性，引入了额外的失调电压，并增加了增益级101输入端的寄生电容；更为重要的是，前向跨导级适合于输出级为推挽式(Push-Pull)或AB类(Class-AB)结构的应用场合。而在LDO电路中，输出级为传输元件，因而前向跨导级的引入增加了LDO的静态电流，不利于低功耗设计。

发明内容

本发明的技术解决问题是：克服现有技术的不足，提出一种能够有效消除右半平面零点ω_ZRHP实现频率补偿、反馈环路稳定性好、响应速度快、单位增益带宽宽的利用双向非对称缓冲器结构提高性能的LDO电路。

本发明的技术解决方案是：利用双向非对称缓冲器结构提高性能的LDO电路，包括缓冲级、第一反向增益级以及LDO传输元件；缓冲级的输入端为信号输入端，缓冲级的输出端与第一反向增益级的输入端相连，第一反向增益级的输出端与LDO传输元件的输入端相连，LDO传输元件的输出端为LDO电路的信号输出端，LDO传输元件的栅漏寄生电容C_gd并联于LDO传输元件的输入端和输出端，

其特征在于：在缓冲级的输出端与LDO传输元件的输出端之间还并联有双向非对称缓冲器，所述的双向非对称缓冲器可同时提供具有信号反向功能的反馈通路和具有信号同向功能的前向通路，反馈通路用于实现LDO电路的频率补偿并提高瞬态响应性能；前向通路用于抵消由LDO传输元件的栅漏寄生电容C_gd产生的右半平面零点，从而改善系统的稳定性，拓展单位增益带宽，抵消方式包括完全消除所述右半平面零点、将所述右半平面零点转化为左半平面零点、增加所述右半平面零点的频率。

所述的双向非对称缓冲器包括第二反向增益级、电容C_f以及电阻R_f，第二反向增益级和电阻R_f并联，第二反向增益级的输出端接至缓冲级的输出端，第二反向增益级的输入端接至电容C_f的一端，电容C_f的另一端接至LDO传输元件的输出端。

所述的反馈通路由第二反向增益级、电阻R_f及电容C_f组成，具有信号反向和放大功能，其小信号增益为1-g_mfR_f，其中g_mf为第二反向增益级的跨导，R_f为电阻R_f的阻值。

所述的前向通路由电阻R_f和电容C_f组成。

所述的第二反向增益级为MOS晶体管或双极晶体管；当第二反向增益级为MOS晶体管时，MOS晶体管的栅极和漏极分别作为第二反向增益级的输入端和输出端，MOS晶体管的源极接地或参考电位；当第二反向增益级为双极晶体管时，双极晶体管的基极和集电极分别作为第二反向增益级的输入端和输出端，双极晶体管的发射极接地或参考电位。

在所述缓冲级的输入端和LDO传输元件的输出端之间还包含有反馈网络和误差放大器，反馈网络采样LDO的输出电压并得到反馈电压，误差放大器用于放大所述反馈电压与LDO基准电压之间的差值；反馈网络的输入端与传输元件的输出端相连，当缓冲级具有信号反向功能时，反馈网络的输出端与误差放大器的同向输入端相连，误差放大器的反向输入端与基准电压相连，误差放大器的输出端与缓冲级的输入端相连；当缓冲级具有信号同向功能时，反馈网络的输出端与误差放大器的反向输入端相连，误差放大器的同向输入端与基准电压相连，误差放大器的输出端与缓冲级的输入端相连。

所述的反馈网络为DC耦合反馈网络，或反馈因子不随频率变化的反馈网络，或反馈因子随频率变化的反馈网络。

所述的误差放大器为单级差分放大器，或具有差分信号放大功能的两级或多级放大器。

所述的缓冲级采用具有信号差分功能的放大器实现。

所述的缓冲级为具有信号同向功能的缓冲级或具有信号反向功能的缓冲级，其增益小于1，或等于1，或大于1。

本发明与现有技术相比的优点在于：本发明采用的双向非对称缓冲器结构，能够同时提供具有信号反向功能的反馈通路和具有信号同向功能的前向通路，反馈通路用于实现频率补偿并提高瞬态响应性能，前向通路用于抵消(抵消方式包括完全消除所述右半平面零点、将所述右半平面零点转化为左半平面零点、增加所述右半平面零点的频率)由LDO传输元件的栅漏寄生电容C_gd产生的右半平面零点ω_ZRHP，从而在不影响原LDO电路性能的情况下有效改善系统稳定性，拓展单位增益带宽。双向非对称缓冲器结构采用反向增益级和电阻、电容串并联即可有效消除右半平面零点ω_ZRHP，提高LDO电路的稳定性，具有结构简单、功耗低、失调小等优点。LDO电路中涉及的各种电容、电阻、缓冲级、增益级均可采用常规结构或电路，实现方式简便，电路构成灵活多样。

附图说明

图1为现有第一种消除右半平面零点的电路原理框图；

图2为现有第二种消除右半平面零点的电路原理框图；

图3为现有第三种消除右半平面零点的电路原理框图；

图4为现有第四种消除右半平面零点的电路原理框图；

图5为本发明抵消右半平面零点的电路原理框图；

图6为本发明右半平面零点消除机制的电流抵消原理图；

图7为图5所示电路原理框图的第一种实现电路；

图8为图5所示电路原理框图的第二种实现电路；

图9为图5所示电路原理框图的第三种实现电路；

图10为图5所示电路原理框图的第四种实现电路；

图11为图5所示电路原理框图的第五种实现电路；

图12为图5所示电路原理框图的第六种实现电路；

图13为基于图5所示电路原理框图的第一种典型LDO实现电路；

图14为基于图5所示电路原理框图的第二种典型LDO实现电路；

图15为图13所示LDO实现电路的幅频响应曲线；

图16为图13所示LDO实现电路的相频响应曲线；

图17为图13所示LDO实现电路的负载电流变化曲线；

图18为图13所示LDO实现电路因负载电流变化导致的输出电压变化曲线。

具体实施方式

图5给出了本发明抵消右半平面零点的电路原理框图，包括缓冲级401、第一反向增益级101、LDO传输元件201、LDO传输元件201的栅漏寄生电容C_gd 202，以及由第二反向增益级301、电容C_f 302、电阻R_f 303组成的双向非对称缓冲器结构。节点V_i、V_b、V₂和V_o分别为缓冲级401的输入端、输出端、第一反向增益级101的输出端和LDO的输出端，R_b、C_b为节点V_b的输出阻抗和集总寄生电容，R₂、C₂为节点V₂的输出阻抗和集总寄生电容，R_L、C_L为节点V_o的输出阻抗(含负载阻抗)和负载电容。

需要说明的是，图5所示原理框图中的缓冲级401，可以是具有信号同向功能的缓冲级，也可以是具有信号反向功能的缓冲级。缓冲级401的增益可以小于或等于1，也可以大于1。

第二反向增益级301、电阻R_f303及电容C_f302组成了双向非对称缓冲器结构的反馈通路，其小信号增益为(1-g_mfR_f)，其中g_mf为第二反向增益级301的跨导，R_f为电阻R_f 303的阻值。。若g_mfR_f＞＞1，则该增益可近似为-g_mfR_f。因此，双向非对称缓冲器的反馈通路具有信号反向和放大功能。双向非对称缓冲器结构的前向通路由电阻R_f303及电容C_f302组成，具有信号同向功能。

若g_mfR_f＞＞1、R_b＞＞R_f、C_L＞＞max(C_f，C_gd，C₂)、C_f＞＞C_b、R₂g_mpR_L(g_m2R_fC_f+C_gd)＞＞(R_LC_L+R₂C₂+R₂C_gd)，则图5所示电路从节点V_i到节点V_o的传递函数为：

$\frac{V_o\left(s\right)}{V_i\left(s\right)}\approx -\frac{g_{\mathrm{mb}}{g}_{m2}{R}_2{g}_{\mathrm{mp}}{R}_L(1+\frac{s}{{\omega }_{z1}})(1+\frac{s}{{\omega }_{z2}})}{g_{\mathrm{mf}}(1+\frac{s}{{\omega }_{p-3\mathrm{dB}}})(1+\frac{s}{{\omega }_{p2}})}$

其中，${\omega }_{z1}\approx -\frac{g_{\mathrm{mp}}}{(C_2+C_{\mathrm{gd}})/\left(g_{m2}{R}_f\right)-C_{\mathrm{gd}}},$${\omega }_{z2}\approx -\frac{1}{R_f{C}_f},$

${\omega }_{p-3\mathrm{dB}}\approx -\frac{1}{R_2{g}_{\mathrm{mp}}{R}_L(g_{m2}{R}_f{C}_f+C_{\mathrm{gd}})},$${\omega }_{p2}\approx -\frac{g_{\mathrm{mp}}}{C_L}\frac{(g_{m2}{R}_f{C}_f+C_{\mathrm{gd}})}{(C_2+C_{\mathrm{gd}})},$

由传递函数的表达式可知，双向非对称缓冲器具有两个主要作用：

(1)实现反馈补偿机制。双向非对称缓冲器的反馈通路具有信号放大功能，电容C_f 302的等效电容值增加为g_mpR_Lg_m2R_fC_f，该等效电容不仅有效降低了主极点频率，而且增加了LDO输出端极点的频率，从而实现了两个极点的充分分离；

(2)不仅产生了一个左半平面零点，而且能够有效消除由传输元件栅漏寄生电容C_gd产生的右半平面零点或将其移至左半平面。

图6给出了电流抵消原理。第一反向增益级101和寄生电容C_gd形成了一个前向信号通路。由于增益级101为反向增益级，因此该前向通路产生了从节点V_b到节点V_o的反向小信号电流i_FF，从而导致LDO中出现右半平面零点ω_ZRHP。而由于双向非对称缓冲器结构的使用，电阻R_f 303和电容C_f 302形成了第二个前向信号通路。该前向通路能够产生从节点V_b到节点V_o的同向小信号电流i_{FF_BDAB}。需要指出的是，双向非对称缓冲器结构中的第二反向增益级301只提供反馈通路。由于小信号电流i_{FF_BDAB}和小信号电流i_FF具有相反的相位，因此如果两者大小相同，那么电流i_{FF_BDAB}可以完全抵消电流i_FF，从而消除右半平面零点ω_ZRHP。此外，若电流i_{FF_BDAB}大于i_FF，则原本位于右半平面的零点ω_ZRHP将转变为左半平面的零点。

图5所示电路的传递函数表达式也给出了相同的结论：

若(C₂+C_gd)/(g_m2R_f)＝C_gd，则零点ω_z1被完全消除；

若(C₂+C_gd)/(g_m2R_f)＞C_gd，则零点ω_z1变为左半平面零点。

图7～图10给出了图5所示电路原理框图的四种具体实现电路。其中第一反向增益级101由晶体管M2和Mb1组成，Vb1为Mb1的偏置电压；LDO传输元件201由晶体管Mp实现；第二反向增益级301由晶体管Mf实现；在图7和图10中，缓冲级401由晶体管Mb和Mb0组成，Vb0为Mb0的偏置电压；而在图8和图9中，缓冲级401由晶体管Mb实现。需要指出的是，第二反向增益级301作为缓冲级401的有源负载，位于从节点V_i到节点V_o的前向通路中，因而具有不增加额外的功耗、不引入失调、简化反馈通路等优点。

需要说明的是，本发明所提到的电容C_f，可以是集成电路制造工艺所能实现的任何形式的电容，例如MOS电容、poly-poly电容、金属电容等；电阻R_f，也可以是集成电路制造工艺所能实现的任何形式的电阻，例如扩散电阻、夹层电阻、薄膜电阻、poly电阻、工作在线性区的MOS管形成的电阻等；负载电容C_L，可以是LDO外接的输出滤波电容，例如陶瓷电容、电解电容、钽电容等，也可以是LDO片上集成的、集成电路制造工艺所能实现的任何形式的输出电容，例如MOS电容、poly-poly电容、金属电容等；电容C_gd可以只包含LDO传输元件201的栅漏寄生电容，也可以既包含LDO传输元件201的栅漏寄生电容，又包含集成电路制造工艺所能实现的任何形式的电容。

图11给出了图5所示电路原理框图的第五种具体实现电路。其中第一反向增益级101由晶体管M5和M20组成；LDO传输元件201由晶体管Mp实现；第二反向增益级301由晶体管Mf实现；缓冲级401由运算跨导放大器的部分电路实现，包括晶体管M1～M4、Mb和偏置电流源Ibias，其中晶体管Mb、Mf的宽长比分别为晶体管M1、M2的宽长比的k倍，k为任意正数，例如0.5、1、1.5、2、7等。

图12给出了图5所示电路原理框图的第六种具体实现电路。其中第一反向增益级101由晶体管M5、M7和M20组成；LDO传输元件201由晶体管Mp实现；第二反向增益级301由晶体管Mf实现；缓冲级401由运算跨导放大器的部分电路实现，包括晶体管M1～M4、M6、Mb和偏置电流源Ibias，其中晶体管Mb、Mf的宽长比分别为晶体管M1、M2的宽长比的k倍，k为任意正数，例如0.5、1、1.5、2、7等。

在图11～12所示电路中，第二反向增益级301作为缓冲级401的有源负载，均位于从节点V_i到节点V_o的前向通路中，因而具有不增加额外的功耗、不引入失调、简化反馈通路等优点。

需要说明的是，实现图5所示电路原理框图所使用的缓冲级或增益级、运算跨导放大器或其它类型放大器，可以是本领域普通技术人员所熟知的任何常规缓冲级或增益级、运算跨导放大器或其它类型放大器，并不局限于图7～图12所列举的电路结构。

图13给出了基于图5原理框图的第一种LDO实现电路。该LDO电路基于图7所示的电路结构，不同之处在于：为形成负反馈环路，图13中增加了反馈网络501和误差放大器601。其中，反馈网络501的输入端和输出端V_fb分别为LDO的输出端V_o和误差放大器601的同向输入端，误差放大器601的反向输入端接至固定基准电压V_ref，该基准电压通常由电压基准源电路提供。反馈网络501采样LDO的输出电压并得到反馈电压V_fb，误差放大器601放大反馈网络501的输出信号V_fb与基准电压V_ref之间的差值，并将放大后的信号输出至缓冲级401的输入端V_i。若缓冲级401具有信号同向功能，则误差放大器601的同向输入端接至固定基准电压V_ref，反向输入端连接至反馈网络501的输出端V_fb。

需要说明的是，误差放大器601可以是常规的单级差分放大器，例如简单差分放大器、折叠式(Folded-Cascode)差分放大器、套筒式(Telescopic-Cascode)差分放大器等，也可以是具有差分信号放大功能的两级或多级放大器结构；反馈网络501可以是DC耦合反馈网络(亦即反馈网络的输出端V_fb直接与其输入端V_o相连)，也可以是反馈因子不随频率变化的反馈网络，例如由反馈电阻形成的反馈网络等，亦可以是反馈因子随频率变化的反馈网络，例如在反馈电阻两端并联反馈电容、在反馈因子不随频率变化的反馈网络的输出端串联频率补偿电路、在反馈因子不随频率变化的反馈网络的两端并联容性反馈通路等。

图14给出了基于图5原理框图的第二种典型LDO实现电路。该LDO电路基于图12中的电路结构，不同之处在于：为形成负反馈环路，图14中增加了反馈网络501并将晶体管Mb的栅端V_i与反馈网络501的输出端V_fb相连，而反馈网络501的输入端与LDO的输出端V_o相连。由晶体管M1～M7、Mb、Mf、M20组成的运算跨导放大器，通过放大反馈网络501的输出信号V_fb与基准电压V_ref之间的差值，并将放大后的信号输出至第一反向增益级101的输入端Vb以及LDO传输元件201的输入端V2，从而控制传输元件201的工作状态，以确保LDO的输出电压V_o为标称值。

需要说明的是，图13～14给出的典型LDO实现电路只是很多可能的LDO实现电路中的两种。事实上，依据不同的电路设计和应用条件，LDO电路中所使用的缓冲级或增益级、误差放大器、运算跨导放大器或其它类型放大器，可以是本领域的普通技术人员所熟知的任何常规的缓冲级或增益级、误差放大器、运算跨导放大器或其它类型放大器，而并不局限于本发明所列举的电路结构。

为进一步阐述本发明消除右半平面零点的效果，图15～16分别给出了图13所示典型LDO电路的频率响应曲线。仿真条件为：输入电压VDD为1.5V，输出电压V_o为1.0V，基准电压V_ref为0.3V，电阻R_f为20kΩ，电容C_f为5pF，C_L为100pF的片上集成输出电容。

在图15所示的幅频响应曲线中，曲线1对应空载条件(亦即LDO的负载电流为零)，曲线2对应满载条件(此时LDO的负载电流为50mA)，A点代表LDO的单位增益带宽(约为1.7MHz)。由曲线1、2可知，环路中的右半平面零点得到了有效消除，幅频响应表现为近似理想的单极点系统特性。

在图16所示的相频响应曲线中，曲线3、4分别对应空载条件和满载条件，B点代表LDO环路在单位增益带宽处的相移(约为125°，亦即相位裕度为55°)，说明使用本发明原理消除右半平面零点后，环路具有较高的稳定性。

图17～18给出了图13所示典型LDO电路的负载瞬态响应曲线。其中，图17给出了负载电流的变化曲线，图18给出了负载电流变化导致的LDO输出电压的变化情况。从图中可以看出，当负载电流在0mA和50mA之间以50mA/μs的速度瞬变时，输出电压的过冲和欠冲分别小于100mV和80mV。此外，由于LDO具有较高的单位增益带宽，因而建立时间仅为2μs。

需要说明的是，虽然本发明具体实施方式中对所涉及的抵消右半平面零点的具体实现电路以及具体LDO实现电路进行了描述，但对这些具体电路所进行的描述仅是用来说明本发明的内容。在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明的实施例做出各种等效的变化和修改，但其变型都将落在本发明权利要求的范围内，因此本发明是广泛的。