抗多址干扰的直接序列扩频通信系统

摘要

抗多址干扰的直接序列扩频通信系统，它涉及直接序列扩频无线通信领域，它是为了解决多址干扰高，新加入的用户无法接收到正确的信息的问题。在现有直接序列扩频通信系统发送器上增加了多址干扰计算模块(11)，用于计算出初始相位值；并将计算后的初始相位值发送到第一初始相位发生器(12)；第一初始相位发生器(12)，用于产生初始相位，接受多址干扰计算模块(11)的计算出的初始相位参数并发送到第一载波发生器(13)。在现有直接序列扩频通信系统接收器上增加了第二初始相位发生器(17)，用于产生与发射装置中的第一初始相位发生器相同的初始相位参数，并发送到第二载波发生器(18)。本发明在原有直扩通信系统基础上提高系统容量，实现简单有效。

说明书

技术领域

本发明涉及直接序列扩频无线通信领域，具体涉及直接序列扩频通信中的以不提高现有用户的多址干扰为前提，降低在其他基站覆盖范围重叠区域内新加入用户的多址干扰的装置。

背景技术

扩展频谱通信系统发射端将待传送的信息数据经伪随机编码(扩频序列)调制，实现频谱扩展后再传输，接收端则采用同样的编码进行解调和相关处理，恢复原始信息数据。这种通信方式与一般常见的窄带通信方式相反，是扩展频谱后，宽带通信，再相关处理恢复成窄带后解调数据，因此，具有伪随机编码调制和信号相关处理两大特点。正是这两大特点，使扩展频谱通信方式有许多优点，如抗干扰、抗多径衰落、多址复用、低功率谱密度等。扩频通信技术最直接的应用是CDMA通信技术，CDMA通信技术是码分多址通信技术。所有用户同时发射信号，各用户使用各自的扩频序列，这些扩频序列是正交或接近正交的，各用户之间的扩频序列相互影响很小，能在同一极宽的扩频带宽内，各用户同时互不干扰地发送和接收信号，实现多址通信。但是实际中由于各用户所使用的扩频序列并不完全正交，而且由于各种干扰的影响系统很难保证很高的同步精度，这在一定程度上降低了各用户扩频序列的正交性，甚至某些时候还会产生较大的互相关峰值，造成用户间干扰。随着移动通信事业的发展，移动通信系统需要为越来越多的用户提供服务，用户间干扰(多址干扰)问题变得越发突出。在CDMA系统中，在相邻的三个基站(如图1)覆盖范围的重叠区域内，可能发生由于多址干扰很高，使系统受到的总干扰值超出干扰容限，新加入的用户无法接收到正确的信息，基站无法再为新用户提供服务的情况，此时通过进一步提高系统时钟同步精度降低多址干扰来获得系统容量的增加无疑是很困难的。

发明内容

本发明是为了解决在基站覆盖范围重叠区域内增加新用户，而发生由于多址干扰很高，使系统受到的总干扰值超出干扰容限，新加入的用户无法接收到正确的信息的问题，而提出了抗多址干扰的直接序列扩频通信系统。

抗多址干扰的直接序列扩频通信系统的发送器，它包括如下部分：

串/并转换器1，用于将原始信息数据分成I、Q两路信号，并将两路信号分别发送给第一扩频器6和第二扩频器7；

第一扩频器6和第二扩频器7，用于把I、Q两路信号分别进行扩频，并分别发送给第一二进制频率调制器8和第二二进制频率调制器10；

第一伪随机码发生器2和第二伪随机码发生器3，用于产生不同的伪随机码序列，发送给第一扩频器6和第二扩频器7；

第一载波发生器13，用于产生两路载波信号，分别发送到第一二进制频率调制器8和第一π/2移相器9中；

第一π/2移相器9，用于将第一载波发生器13所产生的载波信号进行偏移，并发送到第二二进制频率调制器10中；

第一二进制频率调制器8和第二二进制频率调制器10，用于调制扩频后的I、Q两路信号，通过接收到的两路载波信号分别对扩频后的I、Q两路信号进行调制，把频谱搬移到高频段，发送到加法器4中；

加法器4，用于将第一二进制频率调制器8和第二二进制频率调制器10调制后的I、Q两路信号进行叠加，并发送到宽带放大器5；

宽带放大器5，用于将加法器4叠加后的信号进行放大并通过发送天线发射出去；

它还包括多址干扰计算模块11和第一初始相位发生器12；

多址干扰计算模块11，用于计算出初始相位值；并将计算后的初始相位值发送到第一初始相位发生器12；

第一初始相位发生器12，用于产生初始相位，接受多址干扰计算模块11的计算出的初始相位参数并发送到第一载波发生器13，使第一载波发生器13中的本地产生的两路载波cos2πf_ct和sin2πf_ct调整为cos(2πf_ct+φ)和sin(2πf_ct+φ)。

抗多址干扰的直接序列扩频通信系统的接收器，它包括以下部分：

功率分配器14，用于对接收天线获得的接收的信号分配为I、Q两路信号，并将分配的信号分别发送到第一二进制频率解调器15和第二二进制频率解调器16；

第一二进制频率解调器15和第二二进制频率解调器16，用于将接收到的I、Q两路高频信号分别通过加载有初始相位参数的载波信号进行解调，并发送到第一解扩器22和第二解扩器23；

第二载波发生器18，用于产生带有初始相位参数的载波信号，将信号分为两路分别发送到第一二进制频率解调器15和第二π/2移相器19；

第二π/2移相器19，用于将第二载波发生器18所产生的载波信号进行偏移，并发送到第二二进制频率解调器16中；

第一解扩器22和第二解扩器23，用于将解调后的两路信号分别通过第三伪随机码发生器20和第四伪随机码发生器21进行解扩，并发送到第一基带滤波器24和第二基带滤波器25；

第三伪随机码发生器20和第四伪随机码发生器21，用于产生与发射装置相同的两路不同的伪随机码序列，发送给第一解扩器22和第二解扩器23；

第一基带滤波器24和第二基带滤波器25，用于将解调后的两路信号滤除高频成分，并发送给第一积分器26和第二积分器27；

第一积分器26和第二积分器27，用于把经基带滤波后的两路信号进行积分计算，并发送给并/串转换器29；

并/串转换器29，用于将第一积分器26和第二积分器27积分换算后的I、Q两路信号进行串行为原始数据信号；

它还包括第二初始相位发生器17；

第二初始相位发生器17，用于产生与发射装置中的第一初始相位发生器相同的初始相位参数，并发送到第二载波发生器18。

本发明是在原有直接序列扩频通信系统中加入初始相位，使本地产生的两路载波cos2πf_ct和sin2πf_ct调整为cos(2πf_ct+φ)和sin(2πf_ct+φ)，其中f_c为载波频率。在发射端，原始信息经串/并转换器分成I、Q两路信号，利用不同的伪随机码对I、Q两路信号进行扩频，再分别经两路载波cos(2πf_ct+φ)和sin(2πf_ct+φ)调制，把频谱搬移到高频段，调制后的I、Q两路信息相加后经宽带放大器放大，再通过发射天线发射出去；在接收端，对应用户把接收到的I、Q两路信号分别经cos(2πf_ct+φ)和sin(2πf_ct+φ)解调，并使用与发射端相同的伪随机码对信息进行解扩，再经基带滤波器、积分判决器可得原始数据信号。本发明通过在扩频系统下行链路上调整相邻三个基站的载波初始相位，以不提高现有用户的多址干扰为前提，降低在其他基站覆盖范围重叠区域内新加入用户的多址干扰，使新加入用户可以与基站进行通信。本方法的有益效果是，可以在原有直扩通信系统基础上提高系统容量，与通过进一步提高系统时钟同步精度来获得系统容量增加的方法实现简单有效。

附图说明

图1a是本发明的抗多址干扰的直接序列扩频通信系统发射端的结构示意图；图1b是本发明的抗多址干扰的直接序列扩频通信系统接收端的结构示意图；图2是相邻三基站覆盖范围及相应用户位置示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1a和图1b说明本实施方式，本实施方式的抗多址干扰的直接序列扩频通信系统的发送器由以下部分组成：

串/并转换器1，用于将原始信息数据分成I、Q两路信号，并将两路信号分别发送给第一扩频器6和第二扩频器7；

第一扩频器6和第二扩频器7，用于把I、Q两路信号分别进行扩频，并分别发送给第一二进制频率调制器8和第二二进制频率调制器10；

第一伪随机码发生器2和第二伪随机码发生器3，用于产生不同的伪随机码序列，发送给第一扩频器6和第二扩频器7；

多址干扰计算模块11，用于计算出初始相位值；并将计算后的初始相位值发送到第一初始相位发生器12；

第一初始相位发生器12，用于产生初始相位，接受多址干涉计算模块11的计算出的初始相位参数并发送到第一载波发生器13，使第一载波发生器13中的本地产生的两路载波cos2πf_ct和sin2πf_ct调整为cos(2πf_ct+φ)和sin(2πf_ct+φ)；

第一载波发生器13，用于产生两路载波信号，分别发送到第一二进制频率调制器8和第一π/2移相器9中；

第一π/2移相器9，用于将第一载波发生器13所产生的载波信号进行偏移，并发送到第二二进制频率调制器10中；

第一二进制频率调制器8和第二二进制频率调制器10，用于调制扩频后的I、Q两路信号，通过接收到的两路载波信号分别对扩频后的I、Q两路信号进行调制，把频谱搬移到高频段，发送到加法器4中；

加法器4，用于将第一二进制频率调制器8和第二二进制频率调制器10调制后的I、Q两路信号进行叠加，并发送到宽带放大器5；

宽带放大器5，用于将加法器4叠加后的信号进行放大并通过发送天线发射出去。

抗多址干扰的直接序列扩频通信系统的接收器由以下部分组成：

功率分配器14，用于对接收天线获得的接收的信号分配为I、Q两路信号，并将分配的信号分别发送到第一二进制频率解调器15和第二二进制频率解调器16；

第一二进制频率解调器15和第二二进制频率解调器16，用于将接收到的I、Q两路高频信号分别通过加载有初始相位参数的载波信号进行解调，并发送到第一解扩器22和第二解扩器23；

第二初始相位发生器17，用于产生与发射装置中的第一初始相位发生器相同的初始相位参数，并发送到第二载波发生器18；

第二载波发生器18，用于产生带有初始相位参数的载波信号，将信号分为两路分别发送到第一二进制频率解调器15和第二π/2移相器19；

第二π/2移相器19，用于将第二载波发生器18所产生的载波信号进行偏移，并发送到第二二进制频率解调器16中；

第一解扩器22和第二解扩器23，用于将解调后的两路信号分别通过第三伪随机码发生器20和第四伪随机码发生器21进行解扩，并发送到第一基带滤波器24和第二基带滤波器25；

第三伪随机码发生器20和第四伪随机码发生器21，用于产生与发射装置相同的两路不同的伪随机码序列，发送给第一扩频器6和第二扩频器7；

第一基带滤波器24和第二基带滤波器25，用于将解调后的两路信号滤除高频成分，并发送给第一积分器26和第二积分器27；

第一积分器26和第二积分器27，用于把经基带滤波后的两路信号进行积分计算，并发送给并/串转换器29；

并/串转换器29，用于将第一积分器26和第二积分器27积分换算后的I、Q两路信号进行叠加为原始数据信号。

具体实施方式二：结合图1a、图1b和图2说明本实施方式，本实施方式为假设在A、B、C三基站覆盖范围重叠区域原有三个用户A1、B1、C1，用户A1、B1、C1分别与A、B、C三基站通信，此时加入用户A2，A2与A基站进行通信。通过多址干扰计算模块11计算如下：

基站A对用户A1发射的信号为：

S_A1(t)＝S_A1I(t)+S_A1Q(t)

其中

S_A1I(t)＝A₁d_A1I(t-τ_A1I)PN_A1I(t-τ_A1I)cos(2πf_ct+φ_A1)

S_A1Q(t)＝A₁d_A1Q(t-τ_A1Q)PN_A1Q(t-τ_A1Q)sin(2πf_ct+φ_A1)

所述公式中的S_A1I(t)为A1用户I路信号，S_A1Q(t)为A1用户Q路信号，A₁为幅度，d_A1I(t-τ_A1I)为I路信息数据，d_A1Q(t-τ_A1Q)为Q路信息数据，PN_A1I(t-τ_A1I)为I路扩频码，PN_A1Q(t-τ_A1Q)为Q路扩频码，φ_A1为A1用户初始相位，τ_A1I、τ_A1Q分别为I、Q两路数据延时。

在A、B、C三基站覆盖范围重叠区域可认为各用户信号幅度相等，此处均取值为1，而且在认为系统有精确同步的同时，可认为信息数据延时为0，即A₁＝1，τ_A1I＝τ_A1Q＝0。

则基站A对用户A1发射的信号改写为：

S_A1(t)＝d_A1I(t)PN_A1I(t)cos(2πf_ct+φ_A1)+d_A1Q(t)PN_A1Q(t)sin(2πf_ct+φ_A1)

用户A1对新加入用户A2的干扰，A1信号经A2接收机接收，在A2端与本地I路载波及扩频码相乘后的输出为：

$V_{A1A2I}\left(t\right)={\int }_0^T{d}_{A1I}\left(t\right){\mathrm{PN}}_{A1I}\left(t\right)\cos (2\pi f_{c}t+{\phi }_{A1})·2{\mathrm{PN}}_{A2I}\left(t\right)\cos (2\pi f_{c}t+{\phi }_{A2})\mathrm{dt}$

$+{\int }_0^T{d}_{A1Q}\left(t\right){\mathrm{PN}}_{A1Q}\left(t\right)\sin (2\pi f_{c}t+{\phi }_{A1})·2{\mathrm{PN}}_{A2I}\left(t\right)\cos (2\pi f_{c}t+{\phi }_{A2})\mathrm{dt}$

经基带滤波器滤除高频成分后，积分器的输出为：

$V_{A1A2I}\left(t\right)={\int }_0^T(d_{A1I}\left(t\right){\mathrm{PN}}_{A1I}\left(t\right){\mathrm{PN}}_{A2I}\left(t\right)\cos ({\phi }_{A1}-{\phi }_{A2})+d_{A1Q}\left(t\right){\mathrm{PN}}_{A1Q}\left(t\right){\mathrm{PN}}_{A2I}\left(t\right)\sin ({\phi }_{A1}-{\phi }_{A2}))\mathrm{dt}$

令$R_{A1\mathrm{IA}2I}={\int }_0^T{\mathrm{PN}}_{A1I}\left(t\right){\mathrm{PN}}_{A2I}\left(t\right)\mathrm{dt},R_{A1\mathrm{QA}2I}={\int }_0^T{\mathrm{PN}}_{A1Q}\left(t\right){\mathrm{PN}}_{A2I}\left(t\right)\mathrm{dt}$

则，用户A1对A2的I路接收信号的干扰值为

V_A1A2I＝d_A1IR_A1IA2Icos(φ_A1-φ_A2)+d_A1QR_A1QA2Isin(φ_A1-φ_A2)

同理可得用户A1对A2的Q路接收干扰值

V_A1A2Q＝d_A1IR_A1IA2Qsin(φ_A2-φ_A1)+d_A1QR_A1QA2Qcos(φ_A-φ_A2)

同理可得用户B1、C1对A2的I、Q两路干扰值V_B1A2I、V_B1A2Q、V_C1A2I、V_C1A2Q，则A1、B1、C1三用户对A2的I路总多址干扰值M_A2I、Q路总多址干扰电平值M_A2Q为，

M_A2I＝V_A1A2I+V_B1A2I+V_C1A2I，M_A2Q＝V_A1A2Q+V_B1A2Q+V_C1A2Q

假设在没有初始相位调整的情况下，即φ_A1＝φ_A2＝0，用户A1对A2的I路接收干扰电平值为d_A1IR_A1IA2I，令J_A2I为A1、B1、C1三用户对A2的I路总多址干扰电平值，则J_A2I＝d_A1IR_A1IA2I+d_B1IR_B1IA2I+d_C1IR_C1IA2I，同理，令J_A2Q为A1、B1、C1三用户对A2的Q路总多址干扰电平值，J_A2Q＝d_A1QR_A1QA2Q+d_B1QR_B1QA2Q+d_C1QR_C1QA2Q。调整现有用户的初始载波相位就是使新加入用户A2的所受到的多址干扰总值小于调整前的干扰值，即要达到|M_A2I|+|M_A2Q|≤|J_A2I|+|J_A2Q|。此处定义I、Q两路多址干扰值取绝对值再相加，得到的值为用户所受到的多址干扰总值。

但在加入新用户A2以及原用户载波初始相位调整后，需要使原用户A1、B1、C1的多址干扰总值不增大。假设在没有加入新用户A2之前，用户A1只受到用户B1、C1的多址干扰，I路接收干扰电平值为J_A1I＝d_B1IR_B1IA1I+d_C1IR_C1IA1I，Q路接收干扰电平值为J_A1Q＝d_B1QR_B1QA1Q+d_C1QR_C1QA1Q，同理可得没有加入新用户A2及相位调整前，用户B1、C1的I、Q两路多址干扰电平值。综合以上两个条件，在加入新用户A2及相位调整后，既要使原用户A1、B1、C1的多址干扰总值不增大，又要使新加入用户A2的所受到的多址干扰总值小于调整前的干扰值，φ_A1、φ_B1、φ_C1的取值需满足以下不等式组(为说明方便，取φ_A2＝0，则调整φ_A1、φ_B1、φ_C1的取值即可，以下相同)

$\left(\begin{array}{c}\left|M_{A1I}\right|+\left|M_{A1Q}\right|\le \left|J_{A1I}\right|+\left|J_{A1Q}\right|\\ \left|M_{B1I}\right|+\left|M_{B1Q}\right|\le \left|J_{B1I}\right|+\left|J_{B1Q}\right|\\ \left|M_{C1I}\right|+\left|M_{C1Q}\right|\le \left|J_{C1I}\right|+\left|J_{C1Q}\right|\\ \left|M_{A2I}\right|+\left|M_{A2Q}\right|\le \left|J_{A2I}\right|+\left|J_{A2Q}\right|\end{array}\right)$

在发射端和接收端相应加入初始相位调整模块，通过计算获得满足以上不等式组的φ_A1、φ_B1、φ_C1，并寻找|M_A2I|+|M_A2Q|的最小值，取此时获得的φ_A1、φ_B1、φ_C1作为三用户A1、B1、C1的初始相位值，则在加入新用户A2并调整多个用户初始相位的情况下，原用户A1、B1、C1的多址干扰总值不增加，新用户A2的多址干扰总值比调整相位前小，并取可能的最小值。在系统已有较高同步精度并很难继续提高的情况下，通过调整各用户载波初始相位，达到增加系统容量的效果。

仿真验证时选用周期为127的m序列作为扩频序列，A1用户I、Q两路使用的m序列生成多项式分别为X⁷+X⁴+X³+X²+1、X⁷+X⁶+X⁵+X⁴+X²+X+1，B1用户I、Q两路使用的m序列生成多项式分别为X⁷+X⁵+X⁴+X³+X²+X+1、X⁷+X⁶+X⁴+X²+1，C1用户I、Q两路使用的m序列生成多项式分别为X⁷+X+1、X⁷+X⁶+X³+X+1，A2用户I、Q两路使用的m序列生成多项式分别为X⁷+X³+X²+X+1、X⁷+X⁶+X⁵+X²+1，未调整前初始相位φ_A1、φ_B1、φ_C1均取0，所传送信息数据均取1。从0到2pi依次增大各个用户的相位值，再计算采用当前相位值后用户间的多址干扰值，如果满足提出的不等式组就先保留，不满足就放弃这一组值，然后再继续调整，把所有可能的相位遍历完后，在已经得到的多组相位值中挑选出改善效果最好的一组作为最终的初始相位值。根据计算，最优的初始相位值为${\phi }_{A1}=\frac{11}{8}\pi ,$${\phi }_{B1}=\frac{3}{2}\pi ,$${\phi }_{C1}=\frac{3}{4}\pi ,$各用户多址干扰情况改善结果如下表，可以看到在加入用户A2的情况下，通过调整各用户载波初始相位，各用户多址干扰均有降低。

             表1原用户多址干扰改善情况表

        表2新加入用户A2多址干扰情况改善表

其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。