凹槽型共面波导结构的毫米波射频微机电系统双频移相器

摘要

凹槽型共面波导结构的毫米波射频微机电系统双频移相器，它涉及双频移相器。它解决了现有传统移相器功耗高、插入损耗高、可靠性差、成本高等缺点，还解决了现有同类装置激励电压大、结构复杂、较难控制谐振点的问题。本发明的介质基片(5)的宽度与信号线(2)的宽度相同，信号线(2)沿纵向方向开有n组垂直表面的凹槽，每一组凹槽对应设置在介质基片(5)的下方并至少漏出l

说明书

技术领域

本发明涉及一种双频移相器。

背景技术

随着科技的不断发展，各类通信系统所需要的电子组件部件向着短、小、轻、薄、高可靠性、高速度、多波段、多极化的方向快速发展。在性能方面，迫切需要能够同时工作在多个频率点、电磁兼容性好、不易受电子干扰、雷达散射截面(RCS)小、具有隐身/反隐身特性的高性能天线与设备。而移相器作为雷达和天线的核心组件中最重要的部分，移相器的工作频带、插入损耗直接影响着这些设备的抗干扰能力和灵敏度，以及系统的重量、体积和成本。因此，实现移相器同时工作在多个频率是十分必要的。

传统移相器具有功耗高、插入损耗高、可靠性差、成本高等缺点。而且应用传统移相器来设计毫米波段(如Ka波段)相控阵的馈电网络是行不通的，因为阵元的间距在毫米数量级，甚至已小于元器件的物理尺寸。而且在毫米波相控阵中往往需要数量更多的阵元和移相器，采用传统微带电路所形成的阵元间的散热以及互耦问题等都制约该技术的发展。所以需要寻找新型的移相器电路、材料和结构来达到更高的指标和更低廉的成本。而由于射频微机电系统(RF MEMS)技术国内发展并不成熟，再加上要求在两个频率下实现稳定工作，要实现双频射频微机电系统(RF MEMS)移相器的设计是极为困难的，现有存在这一种锯齿形共面波导结构的毫米波MEMS移相器，但锯齿形结构的移相器需要较大的激励电压，并且，同槽线形移相器相比，结构变化难度较大，较难控制谐振点的位置。

发明内容

本发明为了解决现有传统移相器功耗高、插入损耗高、可靠性差、成本高等缺点，还为了解决现有毫米波射频微机电系统双频移相器激励电压大、结构复杂、较难控制谐振点的问题，而提出了凹槽型共面波导结构的毫米波射频微机电系统双频移相器。

本发明由n个金属桥4、n个绝缘的介质基片5和共面波导6组成，所述共面波导6包括基板1、信号线2和两根地线3，信号线2固定在基板1上表面的中间，在信号线2的两侧间隔固定有地线3，所述金属桥4跨在共面波导6的基板1上，相邻的两个金属桥4之间的距离为S，所述金属桥4与所述信号线2垂直，每个金属桥4的两端分别固定在共面波导6上的两根地线3上，介质基片5固定在金属桥4下方的信号线2的上表面，介质基片5的宽度与信号线2的宽度相同，信号线2沿纵向方向开有n组垂直表面的凹槽，每一组凹槽对应设置在介质基片5的下方并至少漏出l₂长度，每一组凹槽由两个沿横向并行排列的矩形凹槽7组成，矩形凹槽7之间的距离为W₂，每一个矩形凹槽7的长度为l₁、宽度为G₂。

本发明的凹槽型共面波导结构的毫米波射频微机电系统双频移相器可同时工作在26GHz与35GHz，反射损耗在两个中心频率处可以达到-20dB，并且在两个相应的大于1GHz的工作带宽内，均可达到小于-10dB。同时，在两个工作带宽内，插入损耗均大于-2dB。并且仅采用一个七桥的移相器即可分别实现90度与180度的相移量，从而可以减小移相器的总体尺寸，并可减少电路中的电磁干扰。相对于以往的射频微机电系统(RF MEMS)移相器，本发明结构简单、条理清晰、逻辑严密，仿真结果相对理想，而且加工工艺简单，成本低廉，在性能方面，该移相器能在毫米波段的两个频率下稳定工作，适合安装在各类双频工作的相控阵天线、相控阵雷达与导弹导引头上。

附图说明

图1是本发明的结构示意图；图2是本发明的俯视图；图3是信号线2的结构示意图；图4是本发明的侧视图。图5～图14是具体实施方式十所述的凹槽型共面波导结构的毫米波射频微机电系统双频移相器的射频仿真参数示意图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1～图4说明本实施方式，本实施方式由n个金属桥4、n个绝缘的介质基片5和共面波导6组成，所述共面波导6包括基板1、信号线2和两根地线3，信号线2固定在基板1上表面的中间，在信号线2的两侧间隔固定有地线3，所述金属桥4跨在共面波导6的基板1上，相邻的两个金属桥4之间的距离为S，所述金属桥4与所述信号线2垂直，每个金属桥4的两端分别固定在共面波导6上的两根地线3上，介质基片5固定在金属桥4下方的信号线2的上表面，介质基片5的宽度与信号线2的宽度相同，信号线2沿纵向方向开有n组垂直表面的凹槽，每一组凹槽对应设置在介质基片5的下方并至少漏出l₂长度，每一组凹槽由两个沿横向并行排列的矩形凹槽7组成，矩形凹槽7之间的距离为W₂，每一个矩形凹槽7的长度为l₁、宽度为G₂。

具体实施方式二：结合图1～图4说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于所述矩形凹槽7的长度l₁为20～50μm、宽度G₂为5～30μm。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式三：结合图1～图4说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于每一组凹槽漏出介质基片5的长度l₂为20～30μm。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式四：结合图说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于所述矩形凹槽7之间的距离W₂为5～30μm。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式五：结合图1～图4说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于共面波导6端口与第一个金属桥4之间的距离e为100～300μm。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式六：结合图1～图4说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于相邻的两个金属桥4之间的距离与相邻的两组凹槽之间的距离相同，距离S为80～120μm。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式七：结合图1～图4说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于共面波导6的基板1采用Si或GaAs材料制成。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式八：结合图1～图4说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于共面波导6增加了多晶硅层8，多晶硅层8设置在基板1与信号线2和地线3之间。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式九：结合图说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于多晶硅层8采用SiO₂材料制成。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

具体实施方式十：结合图1～图4说明本实施方式，本实施方式与具体实施方式一不同点在于所述矩形凹槽7的长度l₁为45μm、宽度G₂为20μm；每一组凹槽漏出介质基片5的长度l₂为25μm；矩形凹槽7之间的距离W₂为20μm；共面波导6端口与第一个金属桥4之间的距离e为200μm；相邻的两个金属桥4之间的距离与相邻的两组凹槽之间的距离S为105μm。其它组成和连接方式与具体实施方式一相同。

采用具体实施方式十参数的七桥双频移相器的射频特性的理论分析结果如图5、图6所示。从理论分析结果上可以看出，反射损耗S₁₁在22GHz到28GHz与34GHz到36GHz两个频段内均小于-10dB，同时，插入损耗S₂₁大于-1dB。并且，在两个中心频率，24GHz与35GHz，S₁₁均小于-20dB。但是以上的分析均上基于零频的保角变换理论，对于Ka波段的电路分析是有一定的误差的，因此，为确保设计的准确性，需要采用电路分析软件对以上的结果进行验证与分析。

图7与图8给出了采用电路分析软件的S₁₁与S₂₁的电路仿真结果。可见在22GHz到28GHz与34GHz到36GHz两个频率范围内，S₁₁均小于-10dB，而S₂₁大于-1dB，并且在两上中心频率：24GHz和35GHz处，S₁₁都小于-20dB。比较图5、图6与图7、图8的结果，可知理论分析结果与电路分析结果基本吻合，从而验证了电路模型的正确性。

在完成理论设计的基础上，利用CST对所设计的模型进行优化，并给出了相应的全波分析结果。图9、图10是中心频率为26GHz时的插入损耗与反射损耗的CST软件全波分析的计算结果，在“开态”下，移相器的插入损耗在24GHz与28GHz间大于-0.4dB，反射损耗小于-20dB。而在“关态”下，移相器的插入损耗在25GHz与27GHz间大于-2dB，反射损耗低于-10dB。而在26GHz的中心频带内，反射损耗可以低于-20dB。

图11、图12给出了当中心频率为35GHz时的插入损耗与反射损耗的CST软件全波分析的计算结果。“开态”下的移相器的反射损耗在31GHz到38GHz之间小于-20dB，插入射损耗在于-1dB。而在“关态”下，移相器的反射损耗在34.5GHz与35.5GHz间小于-10dB，插入损耗高于-2dB。而在中心频率35GHz处，反射损耗可以低于-20dB。

由此可见，电路分析结果与全波仿真分析结果基本吻合，只是为达到更好的射频性能，经优化，将其中一个工作频带的中心频率从24GHz改为26GHz。

图13、图14为所设计的移相器在两个工作频段内的相移仿真结果，可以看出移相器可以在两个频带内均保持良好的线性度：25GHz到27GHz，与34.5GHz到35.5GHz。同时，七桥级联的结构即可同时获得90度与180度的相移，与传统的移相器相比性能有较大的提高。