用于功率和带宽高效通信的多载波恒包络信号方案

摘要

一种合并多个信号以形成多载波恒包络复合信号的技术，包括；基于第一信号集合的多数投票产生恒振幅同相(I)复合信号，并且基于第二信号集合的单独的多数投票产生恒振幅正交(Q)复合信号。载波信号的I分量和Q分量分别用I复合信号和Q复合信号进行调制，并且载波信号的I分量和Q分量被合并以形成恒包络复合信号。如果单个偏移载波码是恒包络复合信号的组成部分，则将缩放因子施加到I复合信号或Q信号之一，以均衡该偏移载波码的I分量功率和Q分量功率。

说明书

相关申请的交叉参考

本申请要求2005年6月9日提交的美国临时专利申请序列号为 60/688,903、题目为“A Multi-Carrier Constant Envelope Signal Structure for Power Efficient，Bandwidth Efficient Communications”的申请的优 先权。通过引用在此将此临时专利申请的公开内容整个并入。

背景技术

用于多载波信号结构的最流行的信号结构是正交频分复用 (OFDM)，对于新的无线保真(WiFi)应用和WiMAX应用尤其如 此。在OFDM中，将数据流从串行转换成并行，每个并行数据信道 对单独的RF载波进行调制，从而产生了相对较宽的有效带宽和伴随 而来的针对信道衰落的健壮性。各个载波之间的频率间隔被设置等于 数据速率，使得每个载波与所有其他载波不相重合，从而降低了符号 间干扰。利用逆快速傅里叶逆变换(IFFT)很容易生成OFDM复合 信号，不需要合成每个RF载波，并且类似地可以使用相应的快速傅 立叶变换(FFT)在接收机端对OFDM复合信号进行解调。使用的便 利性是OFDM得以广泛使用的主要因素。

利用诸如各种形式OFDM之类的多载波波形的传统方法并不会 产生恒包络复合信号。用于发射这些信号的功率放大器中的非线性会 导致信号失真及性能的下降。其结果是，为了将这些失真降到最低， 当前的实施使用了昂贵的高度线性放大器，并且为了将操作维持在线 性范围内，功率需要显著回退，而这样会导致非常差的功率效率。为 了减轻放大器的非线性带来的影响，许多这个领域中正在进行的研究 都关注于降低复合波形中的峰值因数和发展自适应预失真技术。

发明内容

一种合并多个信号以形成恒包络复合信号的技术，包括；基于 第一信号集合的多数投票来产生恒振幅同相(I)复合信号，并且基 于单独的第二信号集合的多数投票来产生恒振幅正交(Q)复合信号。 载波信号的I分量和Q分量分别用I复合信号和Q复合信号进行调制， 并且载波信号的I分量和Q分量被合并以形成恒包络复合信号。将要 合并的信号是码片同步的伪噪声信号码，其中I复合信号和Q复合信 号的值是通过各自的加权多数投票一个码片接着一个码片来确定的。

通常，每个多数投票操作可以使用公知多数投票方案来执行。 例如，在I信道和Q信道的每一个中，可以使用码的码片值来执行多 数投票，该码的码片值已经根据所指示的(commanded)码之间的功 率分布进行了加权。同样，各种交织方案可以在多数投票逻辑中加以 利用。

恒包络复合信号可以是多载波恒包络(MCCE)信号。例如，连 同一个或者多个码在从主载波频率偏移的单个偏移载波fc-fs上发射 一起，多个码可以在主载波频率fc上发射。为了保证复合信号的恒包 络，缩放因子被应用到I复合信号或Q复合信号之一，以均衡偏移载 波码的I分量功率和Q分量功率。缩放因子使得I复合信号的振幅和 Q复合信号的振幅不同，但是I复合码和Q复合码的每一个都保持为 恒振幅信号，如同整个复合信号是恒振幅信号一样。

偏移载波码本身可以是通过多数投票合并多个偏移载波码而产 生的复合码。在这种情况下，多个码可以在复合信号中相同的偏移载 波上发射。在相同偏移载波上发射多个码的另一途径是用两个处于正 交相位的不同的码来调制偏移载波。而且，通过将多个偏移载波频率 上的多个偏移载波码与主载波码进行合并，多个码可以在恒包络复合 信号中的多个载波上发射。

本发明的MCCE技术可以在广泛的通信应用和导航应用中使 用，其中该通信应用和导航应用在多个载波或者多个频率信道上发射 信号，该通信应用和导航应用包括但不局限于；诸如在蜂窝基站中使 用的多载波CDMA之类的基于码分多址(CDMA)系统；WiFi和 WiMAX通信；陆地、航空和基于卫星的系统；以及诸如GPS和伽利 略系统的卫星导航系统。

当考虑下述对本发明特定实施方式的定义、描述和描述性图后， 本发明的上述特征和另外的特征及优势将会变得明显，其中各个附图 中相同附图标记用于标识相同部件。尽管这些描述探究了本发明的特 定细节，但是应当理解，各种改进可能存在并且一定存在，而且基于 在此所作的描述，这些改进对于本领域普通技术人员而言是显而易见 的。

附图说明

图1是根据本发明示例性实施方式的调制方案的功能性框图， 其中该调制方案用于将在单个偏移载波上调制的偏移载波码与主载 波码合并成恒包络复合信号。

图2是示出为了根据图1的调制器配置来产生恒包络复合信号 而执行的操作流程图。

图3是根据本发明示例性实施方式的调制方案的功能性框图， 其中该调制方案用于将在单个偏移载波码上调制的多个偏移载波码 与主载波码合并成恒包络复合信号。

图4是根据本发明示例性实施方式的另一调制方案的功能性框 图，其中该调制方案用于将在单个偏移载波码上调制的多个偏移载波 码与主载波码合并成恒包络复合信号。

具体实施方式

以下对图1至4以及示例性实施方式的详述给出了本发明的方 法和装置。本发明提供了在保持恒包络复合信号的同时从多载波通信 中获益的能力。诸如蜂窝基站的应用通常为每个载波使用单独的发射 链，其中该应用在为几种不同RF载波分配的带宽中使用该几种不同 RF载波来发射CDMA信号组，而无需载波之间具有任何特殊(正交) 关系。本发明使所有这些载波能够与单个放大器和天线相适应，这样 降低了设备的成本、功率、大小和重量，并且本发明还提供了恒包络 信号带来的附加益处，即允许使用廉价且高度有效的饱和放大器。对 于这些应用，因为基站可以过渡到多载波恒包络(MCCE)而不会影 响任何用户，所以所描述的MCCE技术完全向后兼容。对于服务的已 有用户而言，这种改变将是完全透明的。

对于当前使用OFDM的应用，当前在商业中广泛使用的信号结 构与MCCE并不兼容，并且过渡到MCCE将需要所有用户设备进行 翻新改进。但是，新的WiFi应用正在兴起，并且MCCE能够降低设 备成本、减少操作开销，并且改进这些新应用的带宽效率。而且，由 于该信号结构需要每个正交载波上有单独的CDMA信号，所以存在 用于多用户应用的OFDM版本，该版本与MCCE完全兼容。这个 OFDM版本在文献中以多载波CDMA形式被提及，但是现在并未广 泛使用。MCCE为此信号结构带来了恒包络信令的所有益处，并且具 有成为多用户CDMA通信的可选调制方法的潜力。

MCCE技术涉及通过多数投票(majority voting)逻辑来合并多 个PN码，其中在合并和放大之前，在同相(I)信道和正交(Q)信 道上执行单独的多数投票操作，使得I信道和Q信道分别具有恒包络 信号。多数投票逻辑在已公开的专利文档中描述，并且在公开文献中 也进行了描述。但是，在MCCE方案中使用多数投票逻辑是独一无二 的。例如，在Cangiani等人的、共同受让的公开号2002/0075907的 美国专利申请和Orr等人的专利号7,035,245的美国专利中描述了几 种多数投票逻辑方案，尤其是加权多数投票逻辑，在此通过引用将它 们的全部公开内容进行合并。

在合并多个直接序列扩频伪噪声(PN)码的过程中，简单的多 数投票基本上包括：在每个码片间隔处评估被合并的每个PN码的码 片值，并产生单个值(逻辑0或1)，该单个值反映了多数码片的值 (为了避免出现平局，这需要合并奇数个码)。例如，在将三个等权 重PN码合并成复合信号时，如果三个码片中有两个码片的值为逻辑 “1”，并且三个码片中只有一个码片的值为逻辑“0 ”，则为了反应多数 情况，复合信号被设置为逻辑“1”。注意，当合并PN扩展码时，在一 个码片接着一个码片的基础上进行投票，并且信息的每一个比特通常 都有相当数量的码片。因此，尽管合并后的复合信号中各个码片相对 于每个原始组分码片序列的某些相应码片是不正确的，但是在整个比 特范围内，合并信号的大部分码片会精确地反映每一个原始组分码片 序列的相应码片，从而允许接收机以不大的信号衰减度来检测并正确 地确定信息比特。由于在存在噪声和其他传输异常的情况下接收通信 信号，所以多数投票的应用等于是对各种组分PN码施加功率控制的 措施，并且多数投票仅仅在每个信号信道中导致了可容忍的复用功率 丢失。

如前述专利文档所述，将要通过多数投票逻辑进行合并的组分 PN码的期望功率水平通常不同，并且会随着时间而改变。例如， CDMA系统频繁评估信道条件，诸如干扰、多径损失，以及发射机和 每个接收机之间的距离，以便将功率调整到将信号成功发射到每个用 户所需的功率。这种评估会产生功率分布分配，该功率分布分配将可 用发射功率的一部分分配给将要合并成复合信号的每个组分信号。功 率分布可以通过利用加权的多数投票逻辑方案来实现，在该方案中， 根据该码所需的功率比例来加权每个组分PN码的“选票”。例如，每 当组分PN码中的功率分布发生了变化，就会为多数投票模块提供目 标增益组，该目标增益分别对应于各个PN码的期望功率。多数投票 模块将此目标功率分布翻译成加权投票方案。例如，位于每个码片值 上的权重可以使用前述专利文档中描述的方程进行计算。如这里所 述，为了准确反应功率分布，可以使用更多有关的加权方案，诸如与 组分PN码的子集相关的码片的交织或者交错，以避免抑制低功率信 号，其中该功率分布包括组分PN码之间基本上不同的功率水平。前 述专利文档中和公开文献中描述的各种多数投票逻辑方案中的任何 一种都可以在本发明的MCCE技术环境中使用。

为了说明本发明的MCCE技术的原理，在特定应用环境中描述 了该概念。具体地，此技术的简单应用涉及：产生由单个伪噪声(PN) 扩展码调制的单个偏移载波，并将该单个偏移载波与用于传输的恒包 络复合信号中的其他PN码进行合并。但是应当理解，本发明并不局 限于涉及单个偏移载波或者任何特定数量PN码的应用。

在频域中，偏移载波码具有偏离主RF载波频率fc的主瓣。例 如，可以通过在对主载波fc进行调制前用频率fs的方波乘以常规PN 码来产生偏移载波码，从而产生在两个偏移频率，即频率的和与差(fc +fs)和(fc-fs)上的旁瓣信号。此技术，即二进制偏移载波(BOC)是 为全球定位系统(GPS)研发的，并且在下一代GPS卫星中将会实施。 BOC码可以作为任何其他的码对待，并且通过使用Interplex调制、 Majority Vote合并或者Intervote调制，所有组分码都可以被合并以产 生恒包络复合信号。使用以此方式产生偏移载波的好处在于，可以使 用单个放大器和发射机在两个或者更多单独频率上发射信号，每个频 率上具有不同的码。例如，可以在主载波频率fc(主载波码)上发射一 个或者更多PN码，而通过合并主载波码和偏移载波码并且用合并的 码来调制RF载波fc，可以在偏移载波频率fc-fs(偏移载波码)上发 射一个或者更多不同的PN码。优选的是在整个复合信号上保持恒包 络的同时实现这一操作，使得饱和放大器可以使用。

基本BOC技术产生在频率(fc+fs)和(fc-fs)处的两个偏移。如果 仅期望两个偏移频率中的一个，例如(fc-fs)，则可以使用滤波来消除 另一个不被期待的偏移频率。这种单个偏移载波方法正在例如伽利略 卫星导航系统中实施。但是，如果在放大之前用滤波来消除不期望的 偏移，则滤波器会破坏信号的恒包络特性。如果在放大后进行滤波， 则总功率输出的一半会浪费在无关的偏移上。这两种选择都不是所期 待的。

在公开文献中已经发表了这样的方法，该方法通过将单独的 BOC类型的信号施加到主载波的同相(I)分量或者正交(Q)分量 来产生单个偏移载波。对各个BOC信号进行调相，使得载波一侧的 偏移增强，而相反侧的偏移彼此抵消。基本上，可以通过将正弦相位 方波施加到同相分量或者正交分量，以及将相同方波频率的余弦相位 施加到另一分量(即，用两个版本的方波乘以PN码，一个版本具有 余弦相位，另一个版本具有正弦相位)来实现这一点。在将RF信号 的I相位和Q相位合并后，两个载波偏移旁瓣之一被抵消掉，剩下了 单个偏移载波信号。但是，这种抵消仅在I信道中偏移载波码的振幅 与Q信道中偏移载波码的振幅相同时才会发生。由于合并多个PN码 的技术通常不能保持偏移载波码的相等的I向量振幅和Q向量振幅， 所以以前不可能在保持恒包络合并信号的同时将单个偏移信号与其 他PN码合并。

本发明的多载波恒包络(MCCE)技术提供了在保持恒包络合并 信号的同时将单个偏移载波信号与其他PN码进行合并的方法，该方 法通过分别对在I信道上被合并的码以及在Q信道上被合并的码执行 多数投票逻辑来进行。通常，多数投票过程不会导致偏移载波信号的 I分量和Q分量具有相同振幅。因此，为了保证偏移载波信号的I分 量和Q分量适当地抵消第二偏移载波旁瓣，至少对I信道或者Q信道 之一施加缩放因子，以将偏移载波信号的I分量和Q分量调节到相同 幅度

图1中示出了将MCCE应用到这种简单情况，其中在调制器100 中针对主载波的同相(I)分量和正交(Q)分量实现单独的多数投票 逻辑算法，其中该调制器100被设计用于将多个PN码合并成恒包络 复合信号。如图1中所示，将要通过单个偏移载波(偏移载波码)发 射的PN码通过乘法器102与频率fs的方波的余弦相位相乘，以产生 提供给I信道多数投票模块104的余弦偏移载波码(COC)。偏移载 波码通过乘法器106单独与方波的正弦相位相乘以产生提供给Q信道 多数投票模块108的正弦偏移载波码(SOC)。如前所指出，如果余 弦偏移载波的振幅与正弦偏移载波的振幅保持相等，则在将调制的I 信道载波与调制的Q信道载波合并后，两个偏移旁瓣之一便会被抵 消，留下用于传输的单个偏移载波信号。如在此使用的，术语模块表 示任何硬件或者软件实现(或者硬件和软件的组合)，其可以用来执 行所描述的操作，并且不是必须表示单独的物理单元、结构或者任何 特定的电路布置。

I信道多数投票模块104还接收I信道主载波码，该主载波码将 与余弦偏移载波码进行合并。这些附加码称为主载波码是因为这些信 号将在主载波频率fc上发射，而不是在偏移载波码的偏移载波频率 (fc-fs)上发射。进一步地，将指示的(commanded)或者“目标”功率分 布信息提供给I信道多数投票模块104。如前述专利文档所述，此功 率分布信息由多数投票模块使用以便产生加权投票方案，在该方案 中，选择将要合并的组分码的相对权重，使得与功率分布信息指示的 功率比成比例地、有效地在组分码之间分配组分信号的功率。在每个 码片间隔处，I信道多数投票模块104基于I信道组分码(包括余弦 偏移载波码)的加权码片值的多数投票来产生单个码片值，该单个码 片值具有两个可能的二进制值中的一个(即，两个相位状态中的一 个)。连同处于代表二进制值的两个可能相位状态中的一个一起，输 出I信道复合信号具有标称单位振幅，并且复合信号总功率的某部分 反映了偏移载波码余弦的贡献(contribution)。再一次，总功率的该 部分由指示的功率分布来指出，并且是特定主载波码信号的期望功率 水平的函数，而且可以随着时间改变，其中该主载波码信号与偏移载 波码合并。

类似地，Q信道多数投票模块108接收将要与正弦偏移载波码 合并的Q信道主载波码，以及Q信道码的指示的或者“目标”功率分 布信息。与I信道的复合信号类似，Q信道的复合信号是恒振幅信号， 在每个码片间隔处，该恒振幅信号具有代表二进制值的两个可能相位 状态之一，其中该二进制值是从Q信道组分码(包括正弦偏移载波码) 的加权码片值的加权多数投票中确定的。Q信道的复合信号总功率的 某部分反映了偏移载波码正弦的贡献，其中该贡献由Q信道指示的功 率分布来指出。

通常，Q信道主载波码可以与I信道主载波码不同。因此，Q信 道码的指示的功率分布通常与I信道码的指示的功率分布不同。其结 果是，I信道复合信号的功率部分通常与Q信道复合信号的功率部分 不同，其中I信道复合信号的功率部分反映了余弦载波偏移码组成， 而Q信道复合信号的功率部分反映了正弦载波偏移码组成。如果偏移 载波码的正弦和余弦之间的此功率差值不能被补偿，则第二载波偏移 旁瓣(例如，fc+fs)通常不会在RF复合信号中被抵消，从而不能 实现单个偏移载波。

再一次参照图1，缩放因子模块110将缩放因子施加到I信道复 合信号以便相对于Q信道复合信号来调节I信道复合信号的幅度。应 当理解，只要能够实现I信道复合信号和Q信道复合信号之间期待的 振幅比例，此缩放因子可以应用到Q信道而不是I信道(或者可以将 不同的缩放因子应用到二者)。正常情况下，多数投票逻辑的常规实 现中不需要这样的缩放因子功能。在此施加缩放因子是为了均衡余弦 偏移载波码(COC)的功率贡献和正弦偏移载波码(SOC)的功率贡 献，其中COC是I信道复合信号的组分，SOC是Q信道复合信号的 组分。

在没有缩放因子功能的条件下，I信道和Q信道将具有相等的功 率，这是因为I信道多数投票模块和Q信道多数投票模块的输出的每 一个都是单位功率信号。如上所述，在I信道多数投票模块和Q信道 多数投票模块的每一个中使用多数投票方案，以便获得正在被投票的 各种码之间的期望功率比。然后，I信道多数投票模块和Q信道多数 投票模块中每一个的输出会成为这样的信号：即在每个瞬间，或是+1 或是-1(符号对应于两种可能相位状态)，使得总功率是单位1(unity)， 并且每一个功率都小于1的所有组分码具有所期望的功率关系。但是， 如上所述，I信道多数投票模块和Q信道多数投票模块中的每一个具 有单独的不同的码、不同的功率分布和相应的不同权重和/或交织策略 以在I信道码和Q信道码之间获得期望的功率比，所以I偏移载波分 量和Q偏移载波分量不一定具有相同功率。但是，为了达到抵消不被 期待的旁瓣，I偏移载波分量和Q偏移载波分量必须具有相等的功率， 这样便要求缩放因子模块实现复合信号的“单旁瓣”性质(抵消不被期 待的旁瓣)。复合信号由具有两种可能相位状态的Q分量和具有两种 可能相位状态的I分量组成，从而导致四种可能的相位状态，这四种 相位状态都具有相同振幅，所以复合信号是恒包络信号。

以下示例示出了缩放因子需要进行的操作，以便从I信道中的余 弦偏移载波码和Q信道中的正弦偏移载波码得到恒包络复合信号和 相同的功率贡献。假设用于I信道PN码的目标功率分布将I信道功 率的六分之一(1/6)分配给偏移载波码的余弦相位(COC)(剩余I 信道码集中接收I信道功率的六分之五(5/6))，但是用于Q信道 PN码的目标功率分布将Q信道功率的二分之一(1/2)分配给偏移载 波码的正弦相位(SOC)。在这种情况下，为了使偏移载波码的正弦 相位功率和余弦相位功率相等，缩放因子必须用因子3来增大I信道 的幅度，因为六分之一的3倍等于二分之一。在这一点上，调整后的 I信道复合信号幅度是Q信道复合信号幅度的3倍。但是，注意，I 信道复合信号和Q信道复合信号的每一个都保持为恒振幅信号，并且 通过合并I调制RF载波和Q调制RF载波所产生的输出信号保持为 恒包络复合信号，尽管事实上I信道振幅和Q信道振幅不同。可以通 过考虑信号状态星座来进一步理解发射的信号是恒包络信号的这一 事实，在信号状态星座中有四种相位状态(例如，位于0°、90°、180° 和270°)，但是这四种相位状态是长方形而不是正方形的形状(正方 形的情况会在I信道幅度和Q信道幅度相等时出现)。当然，I信道 复合信号和Q信道复合信号的相对振幅可以在每次功率分布改变时 改变，但是整体复合信号总是可以由饱和放大器产生的恒包络信号来 表示。

为了确定合适的缩放因子，缩放因子模块110至少接收用于I 信道码和Q信道码二者的某些功率分布信息，并且标识I信道上的余 弦偏移载波的功率比和Q信道上的正弦偏移载波的功率比。例如，如 果功率分布信息由一组标准化的增益因子组成，则可以从I信道上余 弦偏移载波的增益因子和Q信道上正弦偏移载波的增益因子之比来 确定该缩放因子。为了在概念上说明缩放因子的操作，在图1中将缩 放因子示出为单独的模块。但是，应当理解，缩放因子的应用并不必 须需要单独的物理模块，而且此缩放操作可以通过任何适合的硬件和 /或软件执行。

再一次参照图1，一旦将缩放因子应用到I信道复合信号，I信 道RF载波fc(即，RF载波的余弦相位)就通过混频器112由经调整 的I信道复合信号进行调制，Q信道RF载波(即，RF载波fc的正弦 相位)就通过由经混频器11 4的Q信道复合信号进行调制。合并器 116将调制过的I信道RF载波和Q信道RF载波进行合并，以便产生 恒包络复合信号，该信号可以被放大并经由天线(未示出)发射。如 在此所用，术语“混频器”不限于模拟混频器，并且可以包括任何数字 或者模拟混合或者乘法操作，其中这些操作致使载波由多数投票复合 信号进行调制。同样，任何合适的机制都可以用于合并RF载波的调 制后的I分量和Q分量。

MCCE技术的方法在图2所示的流程图中进行了概述。具体地， 对于I信道和Q信道中的每一个，从将会在该信道上合并的码的指示 功率分布来确定多数投票方案(操作202和204)。再一次，这些功 率分布可以随着时间根据信道条件的观察结果进行改变，其中该信道 条件要求为某些信道分配更多或者更少的功率，但是功率分布通常在 一段比单个码片周期长很多倍的时间内保持为常数，使得在每个恒功 率分布周期期间出现大量连续的码片周期。在操作206中，在每个码 片间隔处，I信道和Q信道的每一个分别通过将多数投票方案施加到 该信道中的码片值来执行多数投票，以便产生针对该信道的复合信号 (即，I信道复合信号和分开的Q信道复合信号)。

如果单偏移载波码在将要合并的PN码中，则在操作208中，基 于余弦偏移载波码(其是复合I信道信号的组分)和正弦偏移载波码 (其是复合Q信道信号的组分)的功率比例来将缩放因子施加到I信 道复合信号(或者等同地，应用到Q信道复合信号)，以便保证余弦 偏移载波码和正弦偏移载波码具有相同功率。然后，通过将用I信道 复合信号调制的RF载波的余弦(载波的I相位)与用Q信道复合信 号调制的RF载波的正弦(载波的Q相位)合并来产生恒包络复合信 号(操作210)。

如图1所建议的，输入偏移载波码可以只是单个PN扩展码。但 是，作为基本MCCE概念的扩展，偏移载波码自身可以是对具有任意 功率比的PN码集合进行多数投票的结果。这样将会产生单个恒包络 复合信号，该信号包含由与偏移载波合并的多个码进行调制的主载 波，其中偏移载波也由多个码进行调制。

这样一个调制方案的示例在图3中示出。在这种情况下，要求 调制器150将3个PN码调制到相同的单个偏移载波码上，即fc-fs。 这三个偏移载波码的每一个都被提供给偏移多数投票模块152，该模 块152还接收用于偏移载波码的目标功率分布。在每个码片间隔，偏 移多数投票模块152基于从目标功率分布发展而来的加权多数投票方 案来产生复合偏移载波码片值(例如，以前述专利文档中描述的方 式)。然后，将复合偏移载波码提供给调制器150的下游部分，从这 点开始，该下游部分基本上与图1中所示的调制器100相同。换言之， 复合偏移载波码被提供到与图1中偏移载波码被提供到的调制器中位 置相同的点。

MCCE技术的另一扩展允许将个体码或码组指派给偏移载波上 的特定弦(quadrature)。此功能性在图4中利用调制器200来描述。 这里，图4中指示为I偏移载波码且标记为“IOC码”的一个PN码调 制偏移载波的I信道，即cos(fc-fs)，而在图4中指示为Q偏移载波码 且标记为“QOC码”的另一PN码调制偏移载波的Q信道，即sin(fc-fs)。 IOC码和QOC码的每一个可以是个体码(类似图1中所示的布置) 或者码组的多数投票(类似图3中所示的布置)。

更具体地，QOC码通过乘法器220与频率fs的方波的余弦相位 相乘。结果的偏移码码片的逻辑值由相位翻转器222进行翻转并提供 给Q多数投票模块108。QOC码还分开地乘以方波的正弦相位，并 被提供给I多数投票模块104。而且，IOC码乘以方波的余弦相位， 并被提供给I多数投票模块104。IOC码还分开地乘以方波的正弦相 位，并被提供给Q多数投票模块108。调制器200的剩余部分基本上 与图1中所示调制器100的工作方式相同。

事实上，图4中所示方案在偏移载波上产生了I信道和Q信道， 使得可以将单独的码调制到偏移载波的I信道和Q信道上去。在这种 方式中，可以在偏移频率上发射两个码。注意，图1和图3中所示的 配置允许在相同载波偏移频率上发射奇数个码(即，图1中的一个码 和图3中的任意奇数个码)，这是因为多数投票方案中通常需要奇数 个码。图4的布置允许在相同偏移载波上发射偶数个码。图4中示出 了两个码的简单情况。为了合并四个码，例如一个码可以被指示为Q OC码，剩余3个码可以被进行多数投票，并且结果的合成复合信号 可以被指示为IOC码。这样，事实上，任何数量的PN码可以调制到 单个偏移载波上，然后在保持恒包络复合信号的同时将单个偏移载波 与主载波码合并。

图1、图3和图4中描述的体系结构是概念性的，并且不需要建 议具体实现或者物理关系。例如，在此示出的调制方案可以利用任何 合适的模拟电路、数字电路或者它们的组合来实现，并且可以通过任 何合适的硬件、软件或者其组合来执行所需的信号处理。作为MCCE 技术的进一步扩展，可以针对几个不同偏移频率重复偏移载波产生 块。在这种情况下，恒包络复合信号包括多个RF载波，每一个RF 载波具有其自己的同相信道和正交信道，该同相信道和正交信道由全 部具有任意功率水平的多个码进行调制。还要注意，通过如在文献和 前述专利文档所述地调整各个多数投票模块的加权/交织策略中的参 数以及适当调整缩放因子，可以实时修改各个分量码之间的功率比。 在这种情况下，要求缩放因子至少对I信道或者Q信道之一进行缩放， 以便对于每个单个偏移载波频率确保I分量和Q分量具有相等功率。 注意，MCCE技术可以用于在设计的频带中的多个频率信道上发射信 号，或者在多个单独的非连续频带上发射信号，其中该多个单独的非 连续频带的每一个均作为单独频率信道使用。在任一情况中，使用偏 移载波会导致产生可以用作单独信号信道的不同频率。

利用上述扩展，如果码的码片速率全部相等并且如果偏移载波 之间的频率间距被设置等于码片速率，则每一个偏移频率不会与任何 其他载波的光频谱重合，并且作为结果的复合频谱与OFDM的频谱 非常类似。OFDM的一个特征，即导致OFDM现在非常流行的主要 因素在于：OFDM可以使用逆快速傅立叶变换(IFFT)很容易地产生。 IFFT不能用于产生MCCE，但是由于MCCE在偏移频率处使用方波 而不是正弦曲线，所以它们可以在数字实现中使用模数计数器很容易 地产生MCCE。因此，MCCE波形可以像OFDM一样很容易地产生。 尽管MCCE的这种实现与最广泛使用的OFDM信号结构不兼容(在 OFDM信号结构中，偏移载波用单个数据流中的连续符号进行调制)， 但是它与多载波CDMA版本(一种OFDM变体)兼容，其中该多载 波CDMA将单独的CDMA信号指派给每个正交载波。使用MCCE来 产生这种MC CDMA信号结构导致恒包络信号(允许使用廉价且高效 的饱和放大器)，并且允许容纳很多同时存在的用户，这要归因于每 个单独的CDMA信号都可以是许多组成码的多数投票(极大地改善 了调制技术的带宽效率)。

上述示例包括：将至少一个单个偏移载波码与其他码主载波码 合并，然后需要使用缩放因子来均衡偏移载波码的I信道版本的功率 和Q信道版本的功率。但是，本发明MCCE技术的应用不仅仅局限 于涉及偏移载波码的调制方案。更普遍地，MCCE技术可以应用于任 何这样的环境：在该环境中，多数投票逻辑可以单独地应用到将要在 I信道上合并的码和将要在Q信道上合并的码。如果没有单个偏移载 波码，则通常不需要缩放因子。在很多其他环境中，针对I信道码使 用一个多数投票功能以及针对Q信道使用另一独立的多数投票功能 可以带来益处。例如，如前述专利文档所述，与其他码相比，某些PN 码能够更容易地彼此合并。在合并的码的相对功率并未显著不同的情 况下，可以使用简单的多数投票方案。通过基于合并的便利性将PN 码分组成子集，以及通过分别针对I信道和Q信道上的子集进行单独 的多数投票，MCCE技术可以降低在I信道和Q信道中每一个上使用 的多数投票逻辑方案的复杂性，并且潜在地用简单的多数投票逻辑方 案服从了准确的功率分布。这样，在通常的情况下，本发明的MCCE 技术要求单独的I信道多数投票功能和Q信道多数投票功能，这些多 数投票功能产生出了恒振幅I信道复合信号和恒振幅Q信道复合信 号，恒振幅I信道复合信号和恒振幅Q信道复合信号合并在一起产生 出了用于传输的恒包络复合RF信号。

从上述描述得知很显然，MCCE技术已经广泛地应用于涉及多 个信号同时传输的陆地、空运和卫星通信和导航系统中，并且MCCE 技术在诸如GPS和伽利略的卫星导航系统、诸如那些在基于蜂窝无 线电话中使用的基于CDMA的通信，新兴的WiFi和WiMAX通信技 术中可以带来特定的益处。

已经描述了用于功率和带宽高效通信的多载波恒包络信号方案 的示例性实施方式，可以相信，鉴于在此阐明的教导，本领域技术人 员可以做出其他改进、改变和变化。因此应当知道，所有这些改变、 改进和变化都应落入所附权利要求定义的本发明的范围。尽管在此使 用了特定术语，但是仅在一般性和描述性的意义上而不是出于限定的 目的来使用这些术语。