使用来自正反馈导引信号生成和检测电路的导引频率来改进第二环路收敛的前馈放大器系统和方法

摘要

公开了一种导引系统和方法，它提高了在前馈放大器中第二环路对准控制的收敛速率。公开了导引信号生成和检测系统与控制对准的搜索算法。通过测量生成的导引信号的频率，可以推导出关于第二环路抵消转移函数的相位信息。在搜索算法在第二环路对准中实现步进时，导引频率的改变指示搜索的方向的错误。同时使用这个导引频率测量值以及剩余导引功率的现有的对数功率测量值将提高收敛速度，因为只要实施较少的步进就可达到最佳对准设置值。

说明书

相关专利申请信息

本专利申请要求2005年4月5日提交的美国临时专利申请序列号 No.60/668,363和2005年4月13日提交的美国临时专利申请序列号No. 60/670,908的优先权，这些专利申请整体地在此引用以供参考。

发明背景

1.发明领域

本发明涉及RF功率放大器和放大方法。更特定地，本发明涉及前 馈功率放大器和使用导引信号对准(align)前馈放大器的环路的方法。

2.现有技术和相关信息的说明

RF功率放大器设计的主要目标是在功率运行范围上的线性。线性 简单地说就是不失真地放大的能力。这个要求对于现代无线通信系统是 关键的，但它越来越难达到。这主要是由于现代无线通信系统的带宽要 求，它们对于放大器线性度提出越来越多的要求。前馈补偿是应用到放 大器以便通过估计和抵消失真而提高线性度的熟知的方法。在前馈RF 功率放大器中，利用了误差放大器，它只放大失真分量，然后把这些分 量与主放大器输出相组合，以抵消主放大器失真分量。

图1显示传统的前馈放大器设计，它具有主放大器1和误差放大器 2。基本单元还包括分别在主路径和误差路径上的延时装置3，4，以及 主到误差路径耦合器5，6，7和8。附加单元(未示出)典型地也会出 现在传统的前馈结构中，正如本领域技术人员熟知的。延时、耦合器和 误差放大器被设计成从主路径提取失真分量和把来自误差路径的异相 的失真分量注入到耦合器8处的主放大器输出中，以便基本上消除主放 大器路径上的失真分量。

前馈放大器的性能可以典型地根据两个抵消环路进行分析。环路 1，被称为载波抵消环路，理想地在耦合器7的输出端处提供信号，这 时输入RF载波分量被抵消，并且仅仅剩余失真的分量。环路2被称为 误差抵消环路，或辅助路径环路。在环路2中，从耦合器7提供的失真 分量被误差放大器2放大，并在耦合器8处被注入以抵消在主路径上的 失真分量，并理想地在输出端处提供无失真信号。

失真估计(载波抵消)的质量由第一环路的增益和相位方面的对准 所确定。失真抵消又依次由第二环路的增益和相位方面的对准所确定。 在现有技术系统中，把导引信号9注入到第一环路的主放大器路径，以 起到类似于已知失真信号的作用。导引信号在前馈放大器输出端处由导 引检测器10检测，并用来辅助第二环路的对准过程。当第二环路被对 准时，导引信号被抵消。如果第二环路被误对准，则将在前馈放大器的 输出端处检测到剩余的导引信号功率。误对准的程度可由所测量到的剩 余导引信号功率进行估计。第二环路的对准是以减小剩余导引功率为目 的按递归的方式来调节的。通常，希望前馈放大器控制系统能尽快地调 整到最佳设置值，以使得放大器在非最佳设置值下工作的时间总量最小 化。

用于把对准设置值(增益和相位)从任何初始设置值调节到能导致 最好的被测量的对准的对准控制算法的一个困难是在找出二维(2D)增 益-相位空间中正确的对准方向时的困难。现有的对准控制算法典型地 依赖于“最陡下降”或“坐标下降”算法。最陡下降算法调节在2D增益- 相位空间中梯度方向上的对准设置值。在正交方向上使对准抖动和测量 在所测出的误对准中的改变可提供梯度的估值。坐标下降算法沿预定的 正交方向(通常是增益和相位轴)执行两种分开的1D搜索。使对准抖 动以便确定沿相应坐标的哪个方向会减小测出的误对准。这两种方法在 利用只有有限处理功率的控制处理器和希望有快速环路对准的实际的 系统中都具有缺点。结果，在实际的自适应前馈系统中不能达到想要的 快速和精确的环路收敛。

因此，当前在前馈放大器系统中需要一种更快速的环路对准控制的 系统和方法。

发明概要

第一方面，本发明提供用于控制在放大器系统中的控制环路的对准 的方法，包括生成可变频率导引信号，把导引信号注入到放大器系统， 以及检测在控制环路的输出端处任何未抵消的导引信号。该方法还包括 检测生成的导引信号的频率、调节控制环的一个或多个参数、检测在可 变频率导引信号中的频率改变、以及根据检测出的频率改变来控制该调 节。

在用于控制放大器系统中控制环的对准的方法的优选实施例中，生 成可变频率导引信号包括使用来自放大器系统输出端的反馈来生成导 引信号。调节一个或多个参数优选地包括使用增益和相位调节器分别调 节在控制环中信号路径的增益和相位，并且增益和相位调节的方向要根 据在导引信号中检测的频率改变来进行改变。在本方法的优选实施例 中，生成的导引信号是RF信号。在一个实施例中，检测所生成的导引 信号的频率包括检测RF频率。替换地，生成的导引信号是通过上变频 IF信号而生成的RF信号，以及检测生成的导引信号的频率包括检测IF 信号的IF频率。

按照另一方面，本发明提供用于控制前馈放大器系统的对准的方 法，该前馈放大器系统包括：输入端，用于接收输入信号；第一载波抵 消控制环，它被耦合到输入端和具有主放大器；第二误差抵消控制环， 它被耦合到第一控制环和具有误差放大器和增益调节器与相位调节 器；输出端，被耦合到第二控制环和提供输出信号。该方法包括对输出 信号进行采样，根据经采样的输出信号生成可变频率导引信号，把它注 入到第一控制环，以及检测生成的导引信号的频率。该方法还包括使用 对准方向把第二控制环中的增益与相位调节器的设置值从第一调节设 置值调节到第二调节设置值、检测在调节后所生成的导引信号的频率、 检测在第一和第二调节设置值之间的生成的导引信号的频率的差、使用 在第一和第二调节设置值之间的频率差来改变对准方向。该方法还包括 使用改变后的对准方向把第二控制环中的增益与相位调节器的设置值 从第二设置值调节到第三设置值。

在用于控制前馈放大器系统的对准的方法的优选实施例中，使用在 第一和第二调节设置值之间的频率差来改变对准方向包括把该频率差 乘以方向改变参数。该方法还包括确定方向改变参数是否太大或太小， 并在需要时减小或增加该方向改变参数。在本方法的一个实施例中，生 成的导引信号是RF信号，以及检测生成的导引信号频率包括检测RF 频率。在本方法的另一个实施例中，生成的导引信号是通过上变频IF 信号而生成的RF信号，以及检测生成的导引信号的频率包括检测IF信 号的IF频率。

按照另一方面，本发明提供一个前馈放大器，它包括RF输入端， 用于接收RF信号；以及载波抵消环，它包括主放大器以接收和放大RF 信号；主放大器输出采样耦合器；第一延时装置，它被耦合到RF输入 端和提供延时的RF信号；以及载波抵消组合器，它把经延时的RF信号 耦合到来自主放大器的采样的输出。前馈放大器还包括误差抵消环路， 它包括误差放大器，用来接收和放大载波抵消组合器的输出；增益调节 器和相位调节器，它们被耦合在载波抵消组合器与误差放大器之间并分 别接收增益和相位调节控制信号；第二延时装置，它被耦合到主放大器 的输出；以及误差注入耦合器，它组合来自误差放大器的输出和来自第 二延时装置的延时的主放大器输出，以便抵消由主放大器引入的失真。 前馈放大器还包括RF输出端，它被耦合到误差注入耦合器输出并提供 放大的RF信号；输出采样耦合器，用于提供放大的RF信号的经采样的 输出；以及正反馈导引信号生成器电路，用于根据放大的RF信号的经 采样的输出来生成导引信号和把导引信号提供到主放大器的输入端。正 反馈导引信号生成器电路包括用于检测生成的导引信号频率的检测器 和提供导引频率信号。用环路控制算法编程的控制器被耦合来接收导引 频率信号和把增益和相位调节控制信号输出到增益调节器和相位调节 器。控制器根据导引频率信号的改变来调节被提供到增益调节器和相位 调节器的增益和相位调节控制信号的改变方向。

在前馈放大器的优选实施例中，正反馈导引信号生成器电路还包括 用于从放大的RF信号的采样的输出中提供检测到的导引功率信号的装 置，该RF信号随来自误差抵消环路的未抵消的失真强度而改变，并且 该控制器被耦合来接收检测到的导引功率信号。在优选实施例中，正反 馈导引信号生成器电路包括用于根据放大的RF信号的采样的输出生成 中频导引信号的装置、提供固定频率信号的本地振荡器、以及接收中频 导引信号和固定频率信号并输出RF频率的导引信号的混频器。在一个 实施例中，正反馈导引信号生成器电路还包括采样耦合器，它被耦合到 混频器的输出，并把采样的RF频率导引信号提供到频率检测器，而频 率检测器检测导引信号的RF频率，并把相应于它的导引频率信号提供 到所述控制器。在另一个实施例中，正反馈导引信号生成器电路还包括 采样耦合器，它被耦合到用于生成中频导引信号的装置的输出，采样耦 合器把采样的中频导引信号提供到频率检测器，以及频率检测器检测中 频导引信号的频率，并把相应于它的导引频率信号提供到控制器。用于 根据放大的RF信号的采样的输出生成中频导引信号的该装置可包括被 耦合到本地振荡器并接收放大的RF信号的采样的输出和提供中频采样 的输出信号的第二混频器，以及频带限制器，用于提供相应于在采样的 输出中的未抵消的信号的频带受限的信号。在优选实施例中，导引频率 信号是相应于检测到的频率的电压。在优选实施例中，控制算法重复地 调节对准方向，以使得检测到的频率改变最小化。在优选实施例中，控 制算法还根据在检测到的频率改变中相继的增加或减小而调节对准方 向改变的总量。

从以下的详细说明将明白另外的特性和优点。

附图简述

图1是现有技术的前馈功率放大器的示意性框图。

图2是按照本发明利用带有测量导引频率的正反馈导引信号生成与 检测电路的前馈功率放大器的示意性框图。

图3是在图2的前馈功率放大器中被利用的带有测量RF导引频率 的正反馈导引信号生成与检测电路的第一实施例的示意性框图。

图4是在图2的前馈功率放大器中被利用的带有测量IF导引频率的 正反馈导引信号生成与检测电路的第二实施例的示意性框图。

图5是显示响应在最佳对准(α₀，β₀)的方向上的对准步进(α₂- α₁，β₂-β₁)的无相位改变(δφ₁＝0)的轮廓图。

图6是显示响应不是在最佳对准(α₀，β₀)的方向上的对准步进(α₂-α₁，β₂-β₁)的相位改变δφ₁的轮廓图。

图7是显示当k_θ太小时基于导引频率改变δω_pilot，1的步进方向上的改 变的轮廓图。

图8是显示当k_θ太大时基于导引频率改变δω_pilot，1的步进方向上的改 变的轮廓图。

图9是显示按照本发明在环路2对准搜索中选择步进方向的算法的 流程图。

发明详细说明

本发明提供前馈放大器系统和方法，它使用来自正反馈导引信号生 成与检测电路的导引频率来改进第二环路的收敛。正反馈导引信号生成 系统是在2004年5月5日提交的美国专利申请No.10/838,985中公开 的，该专利申请的公开内容整体地在此引用以供参考。上述的10/838,985 专利申请的导引信号生成与检测系统使用中频(IF)检测电路和正反馈 而工作。它在前馈功率放大器中被用来帮助对第二环路对准的自动控 制。导引系统当前馈放大器的第二环路误对准时，生成导引音。导引系 统还检测在第二环路的抵消后在前馈放大器的输出端处的剩余导引信 号。一个正比于检测到的功率的记录的电压从导引系统被提供到自适应 对准控制器。自适应控制器调节第二环路的对准，以使得检测器电压(剩 余的导引信号功率的对数(log))最小化。在本发明中，导引系统也检 测生成的导引音的频率，以及系统控制器使用频率信息来控制对准调节 步进的方向，以便提高第二环路对准的收敛速度。

图2是按照本发明利用带有测量导引频率的正反馈导引信号生成与 检测电路的前馈功率放大器的示意性框图。按照本发明的两个实施例的 正反馈导引信号生成与检测电路被显示于图3和图4。图3显示利用在 RF导引信号上执行的频率测量的实施例。图4显示利用在IF导引信号 上执行的频率测量的实施例。这两个测量都是有用的，因为搜索算法使 用在对准设置中的步进之前和之后的导引信号的频率差。还应当看到， 频率测量可以从RF与IF电路之内的其它位置得到(以及这样的实施方 案同样是在本发明的范围内)。本发明的前馈放大器也可以包括与这里 详细地描述的新颖方面不同的已知特征，这样的已知的特征将不作详细 描述。例如，前馈放大器结构和控制系统的附加征性在在2003年2月 12日提交的美国专利申请No.10/365,111，美国专利No.6,794,933中描 述，该专利的公开内容整体地在此引用以供参考。

参照图2，前馈放大器包括输入端12，它接收要被放大的输入RF 信号；还包括输出端14，它输出放大的RF信号。RF信号可以是高带宽 信号，诸如CDMA(码分多址)扩频通信信号或WCDMA(宽带码分多 址)信号或其它RF信号。按照熟知的前馈放大器设计，输入RF信号在 输入耦合器30处被分裂而进入到主放大器信号路径和误差放大器信号 路径。主放大器信号路径包括主放大器16。主放大器信号路径还包括输 入和预失真电路20。输入电路可分别包括按照传统的前馈设计方案实施 的、传统的前置放大器和群时延电路(未示出)，以及增益和相位控制 电路50，52。预失真电路48又进而将输入信号预失真以减小由主放大 器16引入的IMD，它在某些实施方案中是可选的。输入和预失真电路 20由控制器24提供的环路1控制信号44控制。具体地，这些控制信号 包括预失真控制信号49、增益调节器设置值51和相位调节器设置值 53。

正反馈导引信号电路22(下面参照图3和4详细地描述的)提供导 引信号58，它在所显示的导引注入耦合器23处被注入到主放大器输入 端并用来控制环路2的对准(如下所述)。正反馈导引信号电路22还 把相应于生成的导引信号的频率的信号沿线路61提供到控制器24，它 用来提高环路2对准控制的收敛的速率(如下面更详细地描述的)。导 引信号由导引信号采样耦合器25在放大器输出端处提取并由电路22检 测，以及检测到的导引信号60被控制器24用来提供环路控制，以使得 在输出信号中的导引信号最小化，从而使得在输出信号中的失真最小化 (如下面更详细地描述的)。按照传统的前馈设计，通常主放大器信号 路径还包括主放大器输出采样耦合器26和延时28装置。

仍旧参照图2，误差放大器信号路径包括输入信号耦合器30，它对 RF输入信号进行采样和把它经由延时装置32、载波抵消组合器36和预 误差输入电路38提供到误差放大器34。更具体地，延时装置32和载波 抵消组合器36如在传统的前馈放大器中那样运行，以使得主放大器16 的采样的输出被衰减器40衰减，并在载波抵消组合器36处与延时的输 入信号相组合，以便基本上抵消来自主信号路径的采样的信号中除失真 分量以外的所有信号。这种载波抵消完成了前馈放大器的环路1。载波 抵消组合器36的输出被耦合器37采样，以及采样的信号被提供到载波 抵消检测器39。检测到的载波抵消信号41被提供到控制器24，它使用 检测到的信号来控制环路1的增益和相位调节器设置值51，53，以使得 检测到的载波最小化。在某些应用和实施方案中，在组合器36处对环 路1的抵消进行控制可能是有利的，以便在最终得到的信号中保持某些 RF载波分量，以及最终得到的信号不只是主放大器的失真分量。无论 如何，为了本应用的目的，最终得到的信号将被称为失真分量，以及应 当看到，某些载波分量可被包括在其中。该信号的这个失真分量被提供 到预误差输入电路38。预误差输入电路38可包括传统的前置放大器和 群时延电路(未示出)，以及增益和相位控制电路54，56。控制器24 提供环路2控制信号46，它包括在线55上的增益调节器设置值(α)和 在线57上的相位调节器设置值(β)，以使得来自导引信号检测器22 的检测的导引信号最小化。与主路径不同，由于误差放大器运行的更多 的线性特性，在误差路径上典型地不需要预失真电路。电路38的输出 被提供到误差放大器34，它使得采样的失真分量(IMD)的幅度恢复到 主信号路径的失真分量。来自误差放大器34的放大后的失真分量输出 在误差注入耦合器42处与经延迟的主放大器输出异相地组合，以抵消 在主信号路径中的失真分量。这个误差抵消完成放大器的环路2。基本 上无失真的放大的信号被提供到输出端14。

输出信号18的样本由耦合器25提供到导引信号检测器和生成器电 路22。在输出中的任何剩余的导引信号被导引信号检测器电路22检 测，并作为导引功率信号60而提供。导引功率信号60连同载波抵消信 号41一起被控制器24用来提供控制信号44和46。两个控制信号44， 46可以基本上是独立的，可以看作为分开地控制两个环路；环路1包括 电路20、主放大器16、主放大器输出采样耦合器26、衰减器40、输入 信号耦合器30、群时延装置32、和载波抵消组合器36；以及环路2包 括主放大器采样耦合器26、衰减器40、载波抵消耦合器36、预误差电 路38、误差放大器34、延时装置28、和误差注入耦合器42。由控制器 24进行的环路1控制利用信号41来调节增益和相位调节器50，52，使 得在环路1的输出端处的检测的载波41最小化。由控制器24进行的环 路2控制利用检测到的导引功率信号60来调节增益和相位调节器54， 56，使得检测到的导引功率信号60最小化，以及利用检测到的导引频 率61来选择在二维增益/相位空间中的调节方向，以使得对于达到最佳 调节设置值所需要的调节步数最小化，正如下面更详细地描述的。

参照图3，正反馈导引信号生成器22的优选实施例以示意性框图来 说明。如图所示，电路包括检测信号路径62和导引信号生成信号路径 64。前馈放大器的经采样的RF输出18是加到检测路径62的输入(另 一种方法是测量动态范围扩展器(DRE)的输出，它给前馈放大器输出 提供若干载波抵消。这样的动态范围扩展器是在2000年11月14日发 布的美国专利No.6,147,555中例如在其图14和15上描述的，该专利在 此引用以供参考。)该系统的检测部分62优选地包括带通功率检测器 电路，它检测在RF载波带宽以外的频率上在采样的放大器输出18的相 对较窄的带宽部分中的未抵消的功率。带通功率检测器电路优选地包括 混频器66、带通滤波器72、和功率检测器76。IF增益级70，74也可以 被利用，这要取决于采样的输出18的信号强度。加到检测路径的RF输 入18由本地振荡器(LO)68和混频器66下变频成IF频率。然后IF信 号由滤波器72进行带通滤波，以提供包括导引信号频率的相对较窄的 带宽信号。这个带通受限制信号的功率然后被功率检测器76检测。功 率检测器76例如可包括一个对数(log)检测器或RMS检测器。功率检 测器76的输出60相应于在第二环路抵消后的剩余导引信号功率。这个 导引信号功率输出60被提供到前馈环路控制器24(图2)。

导引信号生成电路64优选地是在带通滤波器前面添加限幅器的带 通功率检测器电路的颠倒的序列。导引信号生成电路64优选地包括限 幅器82、带通滤波器84、混频器88、和IF增益级80，86。取决于信号 强度，可以使用外加的或较少的IF增益级。导引信号生成电路64使用 来自检测路径62的带通滤波的IF信号78作为输入。信号78被IF增益 级80放大，然后传送经过限幅电路82，后者在信号大于阈值电平时对 信号的幅度进行削波。经限幅的信号被滤波器84带通滤波，然后在第 二增益级86后(如果有必要的话)由混频器88和LO 68上变频到RF。

上述的限幅器82限制导引信号的幅度。限幅器82可以是把超过阈 值的信号的幅度减小的装置，或当被高电平信号驱动时会饱和的非线性 装置。在诸如在第二乘法器88或IF增益级80，86的导引信号生成器 64内的其它部件中发生的随信号电平增加的饱和或增益减小，也可以提 供限幅的措施。

同一个LO 68频率优选地被用于混频器66处的导引信号检测下变 频和在混频器88处导引信号生成上变频。LO 68的频率被选择来把导引 信号放置在加到前馈放大器的输入信号的RF载波的带宽以外，并便于 在电路62中进行信号检测。另外，适当选择LO频率可以允许利用相对 较便宜的IF滤波器72。例如，一个从载波频带频移约85MHz的LO频 率将允许使用例如具有5MHz通带的便宜的SAW滤波器。然而，LO频 率和滤波器通带的各种其它选择也是可能的。

也如图3所示，导引信号生成电路64的导引信号输出线58由采样 耦合器90采样，以及采样的输出(导引信号)被提供到频率测量电路 92。频率测量电路92检测采样的导引信号的RF频率，并把相应的导引 信号沿线61提供到控制器24(图2)。

导引信号检测与生成电路22的另一个实施例示于图4。这个实施例 等同于图3，但不同之处是输出的导引信号在IF上测量而不是在RF上 测量。更特定地，如图所示，从IF增益电路86输出的IF导引信号由采 样耦合器94采样，以及采样的IF输出(IF导引信号)被提供到频率测 量电路96。频率测量电路96检测采样的导引信号的IF频率，以及把相 应的电压信号沿线61提供到控制器24(图2)。

工作时，导引信号生成与检测电路22创建窄带宽的通过主放大器 16和前馈放大器第二环路的正反馈环路(图2)。当与限幅电路82组 合时，利用在前馈放大器和导引系统中存在的噪声将发生有限周期的振 荡，假设环路具有足够的增益的话。第二环路的抵消会影响正反馈回路 的增益和相位。结果，第二环路的良好的对准将抑制有限周期的振荡。 为了抑制有限的周期所需要的对准程度是根据由在限幅器82前面的IF 增益级提供的IF增益量或通过调节限幅器82的削波阈值而可选择的。

正反馈导引信号生成电路22的说明性实施方案可能有多个修改 例。例如，该电路可以利用在总的电路设计中具有相关的修改方案的自 动电平控制电路，如在2006年3月7日提交的专利申请序列号 No.11/369,529中描述的，该专利申请的公开内容整体地在此引用以供参 考。另外，带通功率检测器电路62的实施方案可以利用位于混频器66 前面的RF滤波器以抑制镜像频率。在这样的方法中，类似的RF滤波器 优选地被包括在混频器88后的导引信号生成路径64内。另外，有可能 在导引信号生成路径64内消除带通滤波器84。然而，不带有滤波器84 的这样的实施方案可能不是优选的，因为它由于产生不能被带通功率检 测器电路62检测的信号分量而浪费导引能量。这些附加的频谱分量将 通过作为前馈补偿的一部分的第二环路抵消而被衰减。另外，如上所 述，IR增益级的数目、限幅器82的阈值、LO频率、和滤波器通带带宽 可以随具体的实施方案和被放大的特定的RF载波而改变。

接着更详细地描述用于改进环路2的收敛而使用导引频率。通过测 量生成的导引信号的频率，可以导出关于第二环路抵消转移函数的相位 信息。在搜索算法进行第二环路对准时导引频率的改变表明搜索方向的 错误。第二环路的抵消转移函数由增益和相位对准调节器(在图2上分 别为54，56)确定。假设对准调节器按下式建模：

(公式1)    g₂＝exp{(α_opt+Δα_opt)+j(β_opt+Δβ_opt)}

其中α_opt和β_opt分别是最佳增益和相位对准设置值，以及Δα_opt和Δβ_opt分 别是在增益和相位调节器中的误对准。假设|Δα_opt|和|Δβ_opt|是小的， 则导引信号检测器的输出可以近似为：

(公式2)$V_{\mathrm{dot}}\approx \log \{{\left|\underset{.}{k}\right|}^2·[{\left({\mathrm{\Delta \alpha }}_{\mathrm{opt}}\right)}^2+{\left({\mathrm{\Delta \beta }}_{\mathrm{opt}}\right)}^2]+P_{\min }\}$

其中|k|和P_min是常数。从公式(2)可以看到，当检测到的电压被表示 成增益和相位调节器设置值的函数时，最终得到的轮廓线是围绕最佳对 准设置值的同心椭圆(见图5和图6)。

第二环路抵消转移函数的相移是：

(公式3)$\phi =\arctan \left[\frac{{\mathrm{\Delta \beta }}_{\mathrm{opt}}}{{\mathrm{\Delta \alpha }}_{\mathrm{opt}}}\right].$

从公式(3)可以看到，在对准设置值中保持比值Δα_opt/Δβ_opt不变的 步进将不改变抵消的相位。这相应于在最佳对准的方向上进行对准步进 (见图5)。如果在对准设置值中的步进不是在最佳对准的方向上，则 相位将改变(见图6)。为了说明相位改变，假设初始对准设置值是(α₁， β₁)，以及在步进(Δα₁，Δβ₁)后的对准是(α₂，β₂)＝(α₁+Δα₁，β₁+Δβ₁)。 在步进之前和之后的相位分别为：

(公式4)${\phi }_1=\arctan \left[\frac{{\beta }_1-{\beta }_{\mathrm{opt}}}{{\alpha }_1-{\alpha }_{\mathrm{opt}}}\right]$

(公式5)${\phi }_2=\arctan \left[\frac{{\beta }_2-{\beta }_{\mathrm{opt}}}{{\alpha }_2-{\alpha }_{\mathrm{opt}}}\right],$

由于步进造成的相位改变是：

(公式6)φ₁＝φ₂-φ₁。

生成的导引信号的频率是正反馈的自然模式。它必须处在导引系统 的通带内，并生成一个作为2π弧度的倍数的环路相位。也就是，导引频 率必须满足：

(公式7) n·2π＝ω_pilot·Δ_loop+φ+φ。

其中ω_pilot是导引频率，Δ_loop是总的环路延时，以及φ₀是相位偏移。第二 环路的抵消转移函数的相位的改变起作用(公式7)。结果，为了保留 (公式7)，导引频率也必须改变。也就是，由于由对准步进1引起的 相位改变造成的导引频率的改变是：

(公式8)${\partial \omega }_{\mathrm{pilot},1}=-\frac{{\partial \phi }_1}{{\Delta }_{\mathrm{loop}}}.$

因此，在IF或在RF上测量的导引频率的改变将表示第二环路抵消 转移函数的相位的改变。

接着描述频率改变信息被用来选择下一个步进方向的情形。第一步 进方向是：

(公式9)${\theta }_1=\arctan \left[\frac{{\beta }_2-{\beta }_1}{{\alpha }_2-{\alpha }_1}\right]$

第二步进方向是：

(公式10)  θ₂＝θ₁+k_θ·ω_pilot，1

其中k_θ是常数。图7和图8显示k_θ的选择对于搜索轨迹的影响。在图7 上，k_θ的数值太小，使得新的搜索方向θ₂从第一搜索方向θ₁改变得太小。 结果，导引频率将继续增加。导引频率的接连的增加(或减小)建议需 要增加k_θ。在图8上，k_θ的数值太大，使得新的搜索方向θ₂从第一搜索 方向θ₁改变得太大。结果，导引频率的改变在每次步进将交替改变方 向。导引频率的交替改变建议需要减小k_θ。

在对准搜索中用于选择步进方向θ_n+1的算法的优选实施例示于图 9。如图所示，算法在100开始，以及在102，选择初始对准步进方向， 该初始方向可以是任意的。接着在104，算法前进到根据沿线61所提供 到控制器的导引频率信号测量导引频率(图2)。在106，计数器被初 始化，使用导引频率的测量值而开始一系列对准步进，为的是使步进方 向最佳化。更具体地，在108，算法通过给相应于所选方向的增益和相 位调节器设置值增量而按初始对准方向起动一次对准步进(Δα₁，Δβ₁)。 接着在110，算法前进到使用沿线61被提供到控制器的导引频率信号去 测量在新的设置值中的导引频率。接着在112，算法前进到计算在初始 设置值与新的设置值之间的导引频率差值。接着在114，在112确定的 导引频率的差值被用来改变对准步进方向，把频率差值乘以规定步进方 向的改变量(即，在2D增益相位空间中方向改变的角度大小)的常数 值k_θ。接着在116，确定常数值k_θ是否太大或太小，以及如果需要，常 数k_θ的数值要增加或减小(正如以上参照图7和8描述的)。接着在118， 计数器被增量，并重复进行对准调节步进方向处理流程108，110，112， 114和116。这个迭代处理流程继续进行，直至它收敛，这种收敛由检 测到的导引功率60的减小的电平来表示。由V_det表示的检测到的导引 功率60在104和110被测量，而差值ΔV_det在112被计算。当ΔV_det＜0时， 搜索按希望收敛。

在对准调节步进(Δα，Δβ)造成迭代过程发散(如由ΔV_det＞0表示) 的情形下，通过把π弧度加到(公式10)和114，使得对准调节方向颠 倒，并且在重复108之前减小步进大小。选择在108所使用的步进大小 的算法可以与在在2003年12月11日提交的美国专利申请No. 10/733,498、美国专利No.7,002,407、和在2004年12月21日提交的美 国专利申请No.11/018,216中描述的功率最小化方法相同，这些专利申 请的公开内容整体地在此引用以供参考。图9的算法和在上述的专利申 请和专利中描述的对准控制处理的附加方面可以使用适当的编程的微 处理器在控制器24中实施(附加的细节在此引用以供参考的上述的专 利申请中描述)。

值得指出的是，由于在(公式7)中的2π弧度的倍数，频率改变δω_pilot可以很大。当频率在导引系统的通带边缘附近移位时，可以发生2πn/Δ_loop的离散的频率改变，以迫使导引频率保持在通带内。当检测到频率有大 的改变时，在114，不应当使用δω_pilot的测量值。在114内，δω应当被 约束限制，代之以使用一个经修改的δω_pilot，其幅度|δω_pilot|是有限的或 δω_pilot以2π为模处理最小的|δω_pilot|。替换地，图9的搜索算法可以在 检测到大的频率改变后重新启动。

当迭代处理过程的收敛接近完成时，还会发生大的频率改变。当对 准接近于最佳设置值时，导引信号幅度快速下降，因为正反馈的环路增 益不再足以维持使得检测到的导引频率测量值61是不可靠的导引振 荡。这样的收敛的条件是希望的，并可用V_det达到它的最小值(对于所 有的可能的对准步进方向，|ΔV_det|＞0)来表示。当检测到这个条件时， 可选择任何搜索方向，只要它是随时间变化的。

在对准搜索中选择步进方向的算法的替换实施例在下面描述。有可 能使把搜索方向基于导引频率的差值(δω_pilot)的正负号而不是选择k_θ。 搜索方向通过使用以下两个公式被更新：

(公式11)${\theta }_2={\theta }_1+\mathrm{sgn}\left\{{\partial \omega }_{\mathrm{pilot},1}\right\}·\frac{\pi }{4}$

当检测到的导引功率60减小时(收敛的，ΔV_det＜0)，以及

(公式12)${\theta }_2={\theta }_1+\mathrm{sgn}\left\{{\partial \omega }_{\mathrm{pilot},1}\right\}·\frac{3\pi }{4}$

当检测的导引功率60增加时(发散的，ΔV_det＞0)。搜索算法迫使 在轨迹上相对于最佳设置值的直接路径横向运动。横向运动改变角度δφ (见图6)，使频率改变δω_pilot。应当指出，δφ和δω_pilot正比于步进大小与 到最佳设置值的距离的比值。

算法还调节步进大小，以使得|δφ|的预期的数值为恒定的。作为说 明性例子，当|δφ|＜0.05时，步进大小可以按1.4倍增加，以及当|δφ|＞0.3 时，步进大小按0.5倍减小。当ΔV_det＞0时，步进大小也可以按0.7减小。 由于δφ和ΔV_det两者都用来调节步进大小，比起仅仅基于检测到的导引功 率60，搜索更好地被阻尼。最好的阈值和步进调节因子取决于前馈放大 器系统，并可通过试验容易地得到。

本发明是相对于当前的优选实施例描述的，然而，本领域技术人员 将会看到，可以作出各种各样的修改，这些修改太多而无法一一描述， 但仍旧处在本发明的范围内。因此，以上的详细说明应当看作为仅仅是 说明性的，而不是限制性的。