深海远程水声通信方法

摘要

本发明提供的是一种深海远程水声通信方法。(1)将扩频通信与Pattern时延差编码水声通信体制相结合，并采用M元工作方式；(2)在接收端采用单阵元被动式时间反转镜(PTRM)信道均衡技术；(3)分析深海声道特性，指出当声源位于声道轴附近时，沿声道轴均为会聚区。本发明的优点主要体现在：(1)与传统扩频通信相比较，本发明中扩频与Pattern时延差编码通信方法可有效提高其通信速率；(2)与常规的抗多途干扰方法相比较，本发明中的单阵元被动式时间反转镜可充分利用多途扩展信号，既有效的抑制了码间干扰，又获得聚集增益提高了信噪比；(3)通过结合深海信道特性，更有利于实现稳健的远程通信。

说明书

(一)技术领域

本发明涉及一种通讯技术，特别是一种水声通信技术，更确切地说，涉及实现深海远程水声通信的一种方法。

(二)背景技术

信息化深海资源开发、能源开发是关系到我国可持续发展的百年大计。尽快开发利用深水油气资源，关系到能否有效缓解我国日益严重的石油资源紧缺的局面，关系到国家石油资源的安全和经济安全。开发深海油气资源要有更复杂的技术，需要有母船、水下作业机器人和深海固定开发基站协同作业。深海远程水声通信将提供传输监测、遥控和安全保障所需的信息服务，其研究迫在眉睫，将成为制约水下信息领域发展的核心因素之一。

目前远程通信只是从通信技术角度进行设计，没有充分利用深海信道特性，远程水声通信通常是采用扩频通信技术或LFM信号，均是单一的靠获得扩频或相关增益，以提高通信距离。虽然扩频通信具有抗干扰、抗多途、保密性强和易于实现码分多址等优点，但水声通信可用频带有限，所以扩频序列脉宽通常较大，这将导致扩频水声通信的通信速率很低。

信道多途扩展产生的码间干扰是水声通信的主要障碍之一，尤其是当多途扩展时延长、各途径幅度大时，对水声通信将产生严重影响。众所周知，通常的滤波和提高发射功率对抑制多途干扰是不起作用的。克服码间干扰的最简单的方法是在各码片之间留有足够长的等待时隙，使其码元间的时间间隔大于多途扩展最大时延，即在下一码元到达时前一码元的多途信号已经消失，但该方法会导致通信速率很低。自适应信道均衡是抑制码间干扰的另一技术，通过对信道冲激响应的估计，消除接收信号中的信道影响，从而消除码间干扰，但盲均衡通常运算量大且需要一些先验知识，而非盲均衡则需要发送学习序列，一旦信道过于复杂而没达到学习稳态，则会导致后续的严重错误。上述抗多途干扰方法均是从抑制多途信号的角度出发，而未能充分利用多途信号信息。

另外，通信收、发节点间的信道形式直接关系到水声通信质量，而信道的系统函数对声源和接收点的相对位置、环境参数、声速分布等的变化十分敏感。因此，研究深海远程水声通信，首先应对深海信道特性进行研究。然而目前尚未将深海信道特性研究作为实现深海远程水声通信的一个重要研究环节。

(三)发明内容

本发明的目的在于提供一种可以克服现有单纯依靠扩频技术的远程水声通信低速率的缺点和不足；能够加大通信距离、提高通信质量；能够实现低误码的深海远程水声通信方法。

本发明的目的是这样实现的：

(1)将扩频通信与Pattern时延差编码水声通信体制相结合，并采用M元工作方式；

(2)在接收端采用单阵元被动式时间反转镜(PTRM)信道均衡技术；

(3)分析深海声道特性，指出当声源位于声道轴附近时，沿声道轴均为会聚区。

本发明还可以包括：

1、所述的将扩频通信与Pattern时延差编码水声通信体制相结合，并采用M元工作方式的编码过程为：产生M个具有优点相关性能的扩频序列，并生成扩频码；由预发送数字信息b_c决定选取出一个扩频码，并将其作为Pattern，再由预发送数字信息b_p确定Pattern时延差编码的时延值；经编码过程得到信息码信号，在发射信息码信号之前，先发射一LFM信号，既作为同步码，又作为探测码。

2、所述的在接收端采用单阵元被动式时间反转镜(PTRM)信道均衡技术是：首先接收探测信号，并将其时间反转作为预处理器；随后将接收到的信息码信号经过该预处理器；其输出再与探测码进行卷积，从而完成被动式时间反转镜处理。

3、所述的分析深海声道特性是通信前，在预工作区进行声速测量，得到声道轴位置深度；将收、发节点置于声道轴。

本发明的优点主要体现在：(1)与传统扩频通信相比较，本发明中扩频与Pattern时延差编码通信方法可有效提高其通信速率；(2)与常规的抗多途干扰方法相比较，本发明中的单阵元被动式时间反转镜可充分利用多途扩展信号，既有效的抑制了码间干扰，又获得聚集增益提高了信噪比；(3)通过结合深海信道特性，更有利于实现稳健的远程通信。

(四)附图说明

图1是M元扩频Pattern时延差编码通信原理图；

图2是被动式时间反转镜原理框图；

图3、4、5是深海声速分布及信道冲激响应，其中：图3为南海的声速剖面图，声道轴位于水下1000m左右；图4为收、发节点均位于声道轴、水平距离30km，利用射线声学模型得到的信道冲激响应；图5为位于声道轴的固定节点与位于150m海深的某用户节点间的信道冲激响应，其水平距离亦为30km；

图6是深海远程水声通信的系统方框图；

图7、8是深海声线图，其中：图7为声源位于声道轴时的声线图；图8为声源位于150m深的声线图；

图9、10为深海声传播损失曲线，其中：图9为声源位于声道轴附近时的传播损失，图10为声源位于150m深时的传播损失；

图11、12为时间反转信道，其中：图11为图4对应的时反信道，图12为图5对应的时反信道；

图13、14、15为不同信噪比下的拷贝相关输出(收、发节点均位于声道轴)，其中：图13SNR＝0dB，图14SNR＝-5dB，图15SNR＝-10dB。

(五)具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

1、M元扩频Pattern时延差编码通信

M元扩频通信即多进制扩频通信，多个信息比特用一个扩频码进行传输，它相对于传统扩频通信提高了传输速率，适合于带宽有严格限制的水声环境，具有更强的抗干扰能力。

本通信方法选用将M元扩频通信与Pattern时延差编码水声通信体制相结合，即获得了扩频通信可胜任远程通信的特性，又有效提高了扩频通信速率。Pattern时延差编码(Pattern Time Delay Shift Coding，PDS)水声通信体制属于脉位编码，信息调制在码元出现在码元窗的时延差信息中，每个码元宽度T₀由Pattern码型脉宽T_p和编码时间T_c构成，即T₀＝T_p+T_c。若将扩频码作为PDS体制的Pattern码元，则可进行完扩频编码后再进行PDS二次编码。图1给出了M元扩频Pattern时延差编码通信原理图。

图1中c₁、c₂、...、c_M为M个扩频码，它们具有优良的自相关和互相关性能。发送的信息码通过编码选择器，依据传送的信息从这M个扩频码中选择一个作为Pattern码型，这样该扩频码携带上的信息量为log₂M bit，记为b_c；以该扩频码作为Pattern码型进行Pattern时延差编码，即完成第二次数字信息编码，记为b_p。接收到的信息码经过M个拷贝相关器，通过检测相关峰最大值判决出码的类型、译出该码型对应的数字信息b_c，并测量此扩频码对应的时延差值，完成PDS译码，得到数字信息b_p。

另外，扩频Pattern时延差编码通信的码元占空比小于1，可节省功耗，这对于追求于低功耗的水声通信节点来说是有益的。

2、单阵元被动式时间反转镜技术

时间反转镜是与声信道进行匹配的“最佳”空间和时间滤波器。本方法提出采用单个阵元实现被动式时间反转镜(PTRM)，既可以满足水声通信节点追求结构简单且低功耗的要求，又可以实现自适应均衡声信道的效果，在抑制码间干扰的同时，可提高信噪比，从而增加通信距离。

声源在发射信息码信号s(t)前，先发射一探测信号p(t)，将接收到的探测信号时间反转构造一前置预处理器来实现被动式时间反转处理。其原理框图如图2所示。

接收到的探测信号p_r(t)及信息码信号s_r(t)分别表示为：

$\left(\begin{array}{c}{p}_r\left(t\right)=p\left(t\right)\otimes h\left(t\right)+n_p\left(t\right)\\ s_r\left(t\right)=s\left(t\right)\otimes h\left(t\right)+n_s\left(t\right)\end{array}\right)---\left(1\right)$

式中符号表示卷积运算，n_p(t)、n_s(t)分别为叠加的本地干扰噪声；h(t)为多途声信道的冲激响应函数，总的接收信号是通过接收点的所有沿不同途径、不同时刻到达的信号的干涉叠加。

将P_r(t)时间反转得到p_r(-t)，然后存贮作为预处理器的系统函数，并将s_r(t)经过预处理器，输出为：

$r_1\left(t\right)=s_r\left(t\right)\otimes p_r(-t)(-t)]$

                                              (2)

$=s\left(t\right)\otimes p(-t)\otimes [h\left(t\right)\otimes h(-t)]+n_1\left(t\right)$

式中$n_1\left(t\right)=s_r\left(t\right)\otimes n_p(-t)+p_r(-t)\otimes n_s\left(t\right)$为噪声干扰项；是声信道冲激响应函数的自相关函数，相当于在时间上把接收到的多途扩展信号进行了压缩、同相位叠加，其相关峰明显高于旁瓣，可将其近似视为δ函数，此时式(2)可写为：

$r_1\left(t\right)\cong s\left(t\right)\otimes p(-t)\otimes \delta \left(t\right)+n_1\left(t\right)---\left(3\right)$

然后将预处理器输出与p(t)作卷积运算，输出为：

$r\left(t\right)=r_1\left(t\right)\otimes p\left(t\right)=s\left(t\right)\otimes p(-t)\otimes p\left(t\right)+n_1\left(t\right)\otimes p\left(t\right)---\left(4\right)$

选用线性调频信号作为探测信号p(t)，其占用的频带应包含信息码信号s(t)占用的频带。因为$p\left(t\right)\otimes p(-t)\approx \delta \left(t\right),$所以式(4)可写为：

$r\left(t\right)\cong s\left(t\right)\otimes \delta \left(t\right)+n\left(t\right)---\left(5\right)$

式中$n\left(t\right)=n_1\left(t\right)\otimes p\left(t\right)$为噪声干扰项。此时，r(t)中的信号分量已近似为信息码波形s(t)。

单阵元时间反转镜只能利用两节点间的多途信号，与基阵处理相比，这也牺牲了基阵的空间聚焦增益，导致旁瓣变高。

下面分析单阵元时间反转镜聚焦多途信号得到的聚焦增益。设各途径噪声分量独立且各途径信号的信噪比相同，则经信道传播后接收到的探测信号p_r(t)可以表示为：

$p_r\left(t\right)=p\left(t\right)\otimes h\left(t\right)+n\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}[A_{i}p(t-{\tau }_i)+n_i\left(t\right)]---\left(6\right)$

其中各途径的噪声分量满足：

E[n_i(t)n_j(t)]＝0，i≠j (7)

各途径信号信噪比满足：

${\mathrm{SNR}}_1=\frac{A_1^2}{{\sigma }_1^2}=\frac{A_2^2}{{\sigma }_2^2}=......=\frac{A_i^2}{{\sigma }_i^2}=\frac{A_{i+1}^2}{{\sigma }_{i+1}^2}=......=\frac{A_N^2}{{\sigma }_N^2}---\left(8\right)$

式中σ_i²为第i途径噪声分量n_i(t)的方差。

通过时间反转处理后，各多途信号同时同相位叠加，时间反转镜处理后信号输出可表示为：

$r\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_{i}p\left(t\right)+\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{n}_i\left(t\right)---\left(9\right)$

其信噪比为：

${\mathrm{SNR}}_2={\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i\right)}^2/\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\sigma }_i^2\right)---\left(10\right)$

由式(8)可得：

$\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{\sigma }_i^2=\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}\frac{A_i^2}{A_1^2}{\sigma }_1^2=\frac{{\sigma }_1^2}{A_1^2}\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i^2---\left(11\right)$

则式(10)可表示为：

${\mathrm{SNR}}_2={\frac{A_1^2}{{\sigma }_1^2}\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i\right)}^2/\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i^2\right)$

$=\frac{A_1^2}{{\sigma }_1^2}(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i^2+\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}\underset{j\ne i}{\overset{N}{\underset{j=1}{\Sigma }}}{A}_i{A}_j)/\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i^2\right)---\left(12\right)$

$=\frac{A_1^2}{{\sigma }_1^2}[1+\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}\underset{j\ne i}{\overset{N}{\underset{j=1}{\Sigma }}}{A}_i{A}_j\right)/\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i^2\right)]$

其分贝形式为：

${\mathrm{SNR}}_2={\mathrm{SNR}}_1+{10\log }_{10}[1+\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}\underset{j\ne i}{\overset{N}{\underset{j=1}{\Sigma }}}{A}_i{A}_j\right)/\left(\underset{i=1}{\overset{N}{\Sigma }}{A}_i^2\right)]---\left(13\right)$

从上述分析中可以看到，单阵元时间反转镜处理后，实现了多径分集，信噪比SNR₂≥SNR₁(无多途信号时，“＝”成立)。右式第二项为聚焦增益，其值与多途信号的数量及幅度有关，即在聚焦过程中，波导边界产生的多途效应增强了时间反转镜聚焦信号的能量，较自由场(Free-space)环境更具聚焦效果。所以信道越是复杂，单阵元时间反转镜聚焦效果越好。

综上所述，虽然单阵元构成的时间反转镜得不到时间反转镜阵处理的空间增益，导致旁瓣高于阵处理，但若将其应用于水声通信中仍然可以将经由声信道产生的多途信号同时同相位叠加，在时间上压缩信号，消除码间干扰，且可提高信噪比，尤其当节点固定布放于深海声道轴附近进行通信时，时间反转镜技术将更加适用，有利于实现远程、高质量水声通信。

3、深海水声信道特性分析

从通信论的观点来看，海洋就是声信道，水声通信质量很大程度上由水声信道特性决定，所以对信道特性的研究及如何利用声信道特性以提高通信质量是很有价值的。

在南海资源矿藏区，海深均超过2000m，均有典型的深海声道声速分布且常年出现。深海声速分布曲线存在一极小值，其所处的深度称为声道轴。折射效应反映了声线在传播过程中趋于弯向声速小的水层，在深海声道中，始于位于声道轴的声源的部分声线由于未经受海面和海底反射所引起的声能损失而保留在声道内，传播损失较小，可以传得很远，且在声道中的会聚区的多途效应相对较小。利用深海信道特性，本文提出将水声通信网的固定节点置于声道轴的通信方案。图3为南海的声速剖面图，声道轴位于水下1000m左右；图4为收、发节点均位于声道轴、水平距离30km，利用射线声学模型得到的信道冲激响应；图5为位于声道轴的固定节点与位于150m海深的某用户节点间的信道冲激响应，其水平距离亦为30km。

从图4中可以看到，沿声道轴传播的声线由于声速度最小而晚到达，且由于未经界面反射而能量损失最小，所以能量相比于其他多途信号要大的多；另外，图4的信道多途扩展相对于图5要简单的多。

在深海声道中，信道的冲激响应函数十分稳定、声起伏小。对于水声通信来说，若将收、发节点均置于声道轴附近，一方面是多途扩展导致的码间干扰小，另一方面是传播损失小。所以本文提出将固定节点置于声道轴附近，有利于实现远程、高质量水声通信，具有重要实用价值。

图6示出了本发明的深海远程水声通信的系统方框图，参照该图和实施例，进一步详细描述本发明。

(1)在预通信工作区进行声速测量，得到声道轴位置深度，将收、发节点置于声道轴。

深海声道是由深海声速分布的特性所构成。深海声速分布存在一极小值，其所在的水层称为声道轴。折射效应决定了声线在传播过程中趋于弯向声速较小的水层，因而，在深海声道中，始于声源的一部分声线由于未经受海面和海底反射所引起的声能损失而保留在声道内。由于传播损失较小，特别当声源位于声道轴附近时，沿声道轴均为会聚区，声信号可沿声道轴传得很远，且在声道会聚区的信道冲激响应有效宽度较小。某南海的声速剖面图如图3所示，其声道轴在1000m深度左右。图7、8为其声源位于声道轴附近和位于海面时的声线图，图9、10为它们相应的传播损失图。

由图7可以看到沿着声道轴，几乎在所有距离上都是声会聚区，其传播损失示于图9，可以看到沿声道轴的传播损失很小，60km处的传播损失只有86dB，与图10对比，可以看出相同距离下，收、发节点均位于声道轴时的传播损失要明显小。所以若将通信节点布设在声道轴上，则可实现远程水声通信。

(2)在发射端，产生M个具有优点相关性能的扩频序列，并生成扩频码，记c₁、c₂、...、c_M；由预发送数字信息b_c决定选取出一个扩频码，并将其作为Pattern，再由预发送数字信息b_p确定Pattern时延差编码的时延值，完成PDS编码，得到信息码信号s(t)。

M取值为2的整数次幂。以M＝8为例，若二进制数字信息b_c＝[000]，则选c₁作为Pattern码，若b_c＝[101]，则选c₄作为Pattern码。

下面讨以实施例讨论一下M元扩频Pattern时延差编码通信的通信速率。

设扩频码脉宽T_p＝128ms；PDS编码时间T_c＝32ms，时间量化层Δτ＝1ms，则PDS编码携带信息n＝log₂(T_c/Δτ)＝5bit。若采用BPSK编码扩频通信，则扩频通信速率约为1/T_p≈8bit/s；若按本文方案，每个扩频码被增加32ms的PDS编码时间，则每个信息码元的脉宽T₀＝160ms，每个信息码元携带信息量增加5bit，此时扩频Pattern时延差编码的通信速率为(1+5)/T₀≈38bit/s，通信速率提高约3.5倍。若系统采用8进制(M＝8)扩频编码方式，则可进一步提高通信速率，为(3+5)/T₀＝50bit/s；采用16进制(M＝16)扩频编码方式，通信速率为(4+5)/T₀＝56.25bit/s。扩频序列具有很好的多址特性，若再采用多路同时工作，则通信速率在此基础上可再成倍增加。

给定Pattern码脉宽及编码量化层后，可以确定最佳PDS编码bit数n，以使扩频Pattern时延差编码通信系统通信速率最高。通过仿真分析可知，随着扩频码脉宽增大，则与PDS编码体制结合后通信速率提高的倍数越明显。例如设扩频码脉宽为256ms，则扩频通信速率约为4bit/s；此时最佳PDS编码bit数n为6，即每个扩频码需被增加64ms的PDS编码时间，每个信息码元的脉宽T₀＝320ms，此时扩频Pattern时延差编码的通信速率约为(1+6)/T₀≈22bit/s，提高了4.5倍。尤其当系统带宽较小或欲提高通信距离时(扩频增益为扩展频谱带宽与扩频码脉宽的乘积)，扩频码脉宽约为秒量级，增加几十毫秒的PDS编码时间则可增加几bit信息，对提高通信速率是非常显著的。

(3)在发射信息码信号之前，先发射一LFM信号，既作为同步码，又作为探测码，记p(t)。

(4)在接收端，将接收到的探测信号时间反转作为预处理器；随后将接收到的信息码信号经过该预处理器；其输出再与探测码p(t)进行卷积，从而完成被动式时间反转镜处理。被动式时间反转镜的输出信号，将多途扩展信号聚焦，既抑制了码间干扰，又提高了信噪比。

图4、5所示的深海声信道的信道冲激响应，所对应的时反信道如图11、12所示。时反信道是接近理想的，它只有一个主峰，旁瓣级很小，获得多途信号能量的“聚焦”效果，因此在时反镜均衡后通信的误码率可显著减小，并可提高信噪比。

(5)将时间反转镜输出信号送入拷贝相关器组。以发送端b_c＝[1 0 1]、选c₄为例，则通过最大值判决，可确定Pattern为扩频码c₄，从而解调出数字信息b_c；同时测量此扩频码对应的时延差值，完成PDS译码，得到数字信息b_p。

图13、14、15给出了收、发节点均位于声道轴时，在不同信噪比下的拷贝相关输出波形图。仿真统计了系统在深海、通信距离30km的误码率：若单通道工作(通信速率50bit/s)，当接收信噪比大于0dB时接近于0误码，当接收信噪比为-10dB时误码率为10^-4左右；若6通道同时工作(通信速率300bit/s)，当接收信噪比大于0dB时，误码率约为10^-3。