不对称性测量装置与相关方法

摘要

本发明是关于一种不对称性测量装置与相关方法，该装置为一种以数字方式测量记录数据再生信号的波形的不对称性的测量装置，包含一模拟/数字转换器以将一模拟信号转换为一数字信号、一检测单元以检测该数字信号的复数个值以及一不对称计算单元以根据该复数个值产生一不对称值。本发明减小了用以检测DVD－RAM光盘片的轨道中心误差以及倾斜误差的装置的成本以及尺寸。

说明书

技术领域

本发明有关一种不对称性测量装置与相关方法，更明确地说，是有关一种以数字方式测量光学储存装置中一记录数据再生波形的不对称值的不对称性测量装置。

背景技术

图1A为一现有技术的光学储存装置。一般来说，储存在光盘片中的数据在传送至解码器的前，会先经过放大和数字化的步骤，以将信号的振幅调整为一目标值。可变增益放大器102，模拟数字转换器104和自动益增控制器106形成一个自动增益控制器回路，用来调整光学信号#RF的增益。而空白检测器110提供一额外的数据通路，用以检测光学信号#RF的一空白状态(blankness)，其中光学信号#RF的空白状态对应于光盘片上一轨道中的至少一空白未烧录区段(blank sector)。如果光学信号#RF的振幅大小低于一临界值，则该光学信号#RF对应该空白状态，因此解码器108不启动，而对应的光盘片记录区段(recording sector)则判定为空白未烧录区段。相对的，如果光学信号#RF不是空白状态，则空白检测器110传送一致能信号#en至该解码器108，使解码器108启动，以对模拟数字转换器104输出的数据信号#DATA进行解码处理。

图1B为定义空白状态的示意图。当光学信号#RF的振幅大小低于临界值(+th和-th)时，则对应的记录区段则视为空白区段。相对的，当光学信号#RF的振幅大小超过临界值信号时，则对应的记录区段则视为非空白区段，因此启动解码器108对数据信号#DATA进行处理。

图2为现有技术用于电子装置，例如光学储存装置，的回路控制电路。该回路控制电路主要包含由可变增益放大器(VGA)202，模拟数字转换器(ADC)204，峰谷值检测器206和自动增益控制器(AGC)208所组成的自动增益控制回路，以及由可变增益放大器202，模拟数字转换器204，偏移控制器210和加法器212组成的偏移控制回路。可变增益放大器202将接收的一数据信号#RF放大，接着传送至模拟数字转换器204。如果数据信号#RF的振幅未调整至适当的范围，模拟数字转换器204就没办法正确的取样数据信号#RF以产生数字数据DATA。因此，自动增益控制器208通过产生一增益值#gain用以调节该数据信号#RF的振幅，而该增益值#gain是由峰谷值检测器206的检测结果来决定。自动增益控制器208根据峰谷值检测器206所输出的峰值及谷值#PB以一步进步阶(step size)改变增益值#gain(A版renew)。整个增益控制回路递回地进行，使数字数据#DATA的振幅渐渐的逼进目标值。因此步进步阶的大小与增益控制回路的收敛速率成正比。同样的，偏移控制器210检测数字数据#DATA的偏移状况，并产生偏移信号#offset来补偿它。在数据信号#RF送至可变增益放大器202的前，加法器212可直接将该偏移信号#offset补偿至数据信号#RF中，而偏移控制器210还使用另一步进步阶递回地渐次更新该偏移信号#offset。借此，整个回路控制机制使数据信号#RF的偏移状况渐渐的修正回来。

图3为各种情况的波形图。图中显示，从前端获取的数据信号#RF其振幅未必适合后续处理。举例来说，在阶段t1，数据信号#RF小于目标值(正目标值+target和负目标值-target)，而增益控制回路渐次地将数据信号#RF调整趋近该目标值。在阶段t2，数据信号#RF的振幅超过了目标值，所以增益控制回路会递回地调整振幅使其趋近目标值。阶段t3和t4则是偏移补偿的例子。图2所述的偏移控制回路通过回馈控制渐次地调整数据信号#RF，确保数据信号#RF在传送到模拟数字转换器204时其振幅趋近正确的目标值。然而，回路的运转需要花时间，如果步进步阶太小则收敛速度太低，数据信号#RF的振幅需要花相当长的时间才能趋近目标值。相反的，如果步进步阶太大使得收敛速度调较快，但整个回馈机制也会表现得不稳定，而降低模拟数字转换器204所接收到的信号品质。因此，如何调整步进步阶，是一个很重要的问题。

请参考图4。图4为一光学储存介质的剖面示意图。如图4所示，从最内圈到最外圈的区域分别为内部驱动区(inner drive area)、导入区(lead-in zone)、数据区(data zone)、导出区(lead-out zone)及外部驱动区(outer drive area)。内部驱动区包含不同子区如初始区(initial zone)、内部盘片测试区(inner disc testzone)、计数试运转区(count zone run-in)、内部盘片计数区(inner disc countzone)、内部盘片管理区(inner disc administration zone)以及数据表区(table ofcontents zone)。内部盘片测试区用来提供给光学储存装置以执行盘片测试与最佳功率控制(Optimized Power Control，OPC)。光学储存装置以不同功率的激光束发射至一光学储存介质的内部碟片测试区而形成复数个不同的标记。然后，通过读取这些标记所得到的再生信号，则被撷取以作为调整发射功率的参考信息。因此，光学储存装置便可控制发射的激光束具有最佳的发射功率。

而最佳功率是根据记录数据再生信号的波形不对称性所产生。在先前技术中，记录数据再生信号的波形不对称性是以模拟的方式来测量，因而需要花费较多的布局空间与较复杂的设计。

当只读光盘片(例如DVD-ROM)或者可记录光盘片(例如DVD-RAM)的数据烧录密度越来越高时，例如倾斜或者轨道错误(mis-track)的伺服误差将严重影响信号的品质。尤其是于可记录光盘片中，在烧录期间所发生的伺服误差将影响烧录品质，以及于数据再生(reproduction)期间的伺服误差还将严重影响信号的品质。

在DVD-RAM光盘片中，信息烧录于包含凸纹轨(Land Track)以及凹纹轨(Groove Track)的轨道中，而凸纹轨(Land Track)以及凹纹轨(Groove Track)于光盘片旋转一圈(360°)时将彼此交替。凸纹轨(Land Track)以及凹纹轨(GrooveTrack)于启始阶段是用来引导定轨(tracking guide)以减少于高密度且窄距轨道间的干扰。

各轨道区分为复数个具有相同规格的区段(sector)。在制造光盘片时，会在各区段之间嵌入首标区域(Header)。区段的物理地址记录于首标区域中。各区段都包括数据区域以及记录物理识别数据(physical identification data，PID)的首标区域。

图5A显示DVD-RAM光盘片的凸纹轨的物理形状，而图5B显示于凸纹轨所读取的频道1信号(Read channel 1 signal)的波形示意图。在此，首标区域重复的设置于各轨道的每个区段中。每一首标区域中具有相同数据结构的四个物理识别数据(PID1至PID4)。物理识别数据PID1与PID2设置于脱离轨道中心一既定量而物理识别数据PID3与PID4以相反于物理识别数据PID1与PID2的方向而设置于脱离轨道中心该既定量，因此即使激光点500脱离了轨道中心，仍可正确地读取物理识别数据(PID1至PID4)。

图5B所示的读取频道1信号，其中标号ISHD1、ISHD2、ISHD3、以及ISHD4分别代表可变频率振荡信号(variable-frequency oscillator，VFO)的首标区Header1、Header2、Header3、以及Header4的直流谷值(DC bottom)。同理的，物理识别数据(PID1至PID4)于凹纹轨的配置位置与于凸纹轨相反，图6A显示DVD-RAM光盘片的凹纹轨的物理形状，而图6B显示于凹纹轨所读取的频道1信号(Read channel 1 signal)的波形。

图7显示图5A与图5B中所显示的首标区域的放大图。在首标区域的结构中，物理识别数据PID1、PID2以及物理识别数据PID3与PID4以相反方向设置于脱离轨道中心一既定量的位置。各物理识别数据包含VFO信号以及ID信号。其中，VFO信号具有特定频率用来同步以及检测ID信号。ID信号显示区段的物理地址。VFO信号具有4T的记录格式(T为时钟信号的周期)。如图7所示，首标区域包括VFO1区域701以及PID1 702、VFO2区域703以及PID2 704、VFO3区域705以及PID3 706、以及VFO4区域707以及PID4708。在图7中，当激光点700穿过凹纹轨的首标区域，可以得到如图8所示的读取频道1信号#RF。在图8中，VFO1信号802对应于图7的VFO1区域701，而VFO3信号803对应于图7的VFO3区域705。

图9显示传统用以检测DVD-RAM光盘片的轨道中心误差以及倾斜误差的装置。峰值检测电路901检测读取频道1信号#RF的峰值并产生峰值信号，而谷值检测电路902检测读取频道1信号#RF的谷值并产生谷值信号。取样保持电路903A及903B分别取样于区域VFO1以及VFO3的峰值以及谷值信号，并保存所取样的信号直到被模拟数字转换器(analog to digital converters，ADC)905A以及905B取样为止。其中，模拟数字转换器905A以及905B为低取样速率的模拟数字转换器。轨道中心误差检测器907根据模拟数字转换器905A以及905B所取样的峰值以及谷值计算轨道中心误差。倾斜误差检测器909根据模拟数字转换器905B所取样的谷值计算倾斜误差。

然而，由于取样保持电路903A及903B为模拟电路，相较于数字电路，需要较复杂的电路设计以达高正确性。再者，取样保持电路903A及903B的取样次数受限于其切换频率。因此，要在短时间内更频繁的使用取样保持电路903A及903B来检测读取频道1信号#RF是非常困难的，因而降低了检测正确性。若要更频繁的检测读取频道1信号#RF，必须使用更复杂的取样保持电路。然而，此举将导致用以检测DVD-RAM光盘片的轨道中心误差以及倾斜误差的装置的成本以及尺寸增加。

发明内容

下列实施例具体的说明如何以较佳的方式实现本发明。实施例仅供说明一般应用的方式，而非用以限缩本发明的范围。实际范围以申请专利范围所列为准。

本发明提供一种不对称性测量装置。该不对称性测量装置包含一模拟/数字转换器，用来将一模拟信号转换为一数字信号；一检测单元，用来检测该数字信号的复数个值；及一不对称性计算单元，用来根据该复数个值，产生一不对称值。

本发明另提供一种测量一模拟信号的不对称性的方法。该方法包含将该模拟信号转换为一数字信号；检测该数字信号的复数个值；及根据该复数个值产生一不对称值。

本发明减小了用以检测DVD-RAM光盘片的轨道中心误差以及倾斜误差的装置的成本以及尺寸。

附图说明

图1A为一现有技术的光学储存装置。

图1B为定义空白状态的示意图。

图2为现有技术的光学储存装置所用的回路控制电路。

图3为各种情况的波形图。

图4显示一光储存介质的剖面图。

图5A显示DVD-RAM光盘片的凸纹轨的物理形状。

图5B显示于凸纹轨的读取频道1信号的波形。

图6A显示DVD-RAM光盘片的凹纹轨的物理形状。

图6B显示于凹纹轨的读取频道1信号的波形。

图7显示图5A与图5B中所显示的首标区域的放大图。

图8显示当光点经过凹纹轨的首标区域时所得的读取频道1信号。

图9显示传统用以检测DVD-RAM光盘片的轨道中心误差以及倾斜误差的装置。

图10为一光学储存装置的实施例。

图11A为图10中临界值产生器的实施例。

图11B表示增益和控制信号#ctrl的关系图。

图12为图10中空白检测器的实施例。

图13为本发明实际应用时的波形变化示意图。

图14为检测空白状态的流程图。

图15为本发明实施例的一的回路控制电路。

图16为图15中模式控制器的实施例。

图17为本发明实施例之下产生的波形图。

图18为本发明回路控制方法的流程图。

图19显示根据本发明一实施例所述的不对称性测量装置。

图20显示根据本发明另一实施例所述的不对称性测量装置。

图21显示根据本发明一实施例所述的不对称性测量的时序图。

图22显示根据本发明另一实施例所述的不对称性测量的时序图。

图23显示根据本发明一实施例所述的光盘片的轨道中心补偿以及倾斜控制的方块图。

图24A显示根据本发明实施例所述的检测电路以及ADC的方块图。

图24B显示根据本发明另一实施例所述的检测电路以及ADC的方块图。

图25显示根据本发明一实施例所述的轨道中心误差以及倾斜误差的时序图。

图26显示根据本发明一实施例所述的用以执行轨道中心误差以及倾斜误差所使用的无效信号INVALID的时序图。

附图标号

102、1902、2002、202、2402～可变增益放大器

104、1904、204、2305、905A、905B～模拟数字转换器

106、208～自动增益控制器

108～解码器

110、1020～空白检测器

206～峰谷值检测器

210～偏移控制器

212～加法器

701～VFO1区域

703～VFO2区域

705～VFO3区域

707～VFO4区域

702、704、706、708、PID1、PID2、PID3、PID4～物理识别数据

802～VFO1信号

803～VFO3信号

901～峰值检测电路

902～谷值检测电路

903A、903B～取样保持电路

907～轨道中心误差检测器

909～倾斜误差检测器

1010～临界值信号产生器

1020～空白检测器

1102～控制器

1104～乘法器

1106～加法器

1202、2001、2403C、2403D～高通滤波器

1204～迟滞元件

1206～计数器

1500～模式控制器

1610～第一比较器

1620～第二比较器

1640～第一模式判断器

1630～第二模式判断器

1900～不对称性测量装置

1901～偏移单元

1903、2003、2404～等化器

1905～检测单元

1906～不对称性计算单元

1907～比较器

1910、2010、2304～信号调整模块

2000～不对称性测量装置

2301～DVD-RAM光盘片

2302～光学读取头

2303～光学检测器

2306～检测电路

2306A～光学倾斜误差检测器

2306B～轨道中心检测器

2307A、2307B～低通滤波器

2308～倾斜控制器

2309～推挽式检测器

2310～寻轨控制器

2403A、2403B～偏移控制器

#ctrl、#ctrl1、#ctrl2、C1、C2、C4、C5、C6、TL_ctrl、#DATA～数字数据、数据信号

#en～致能信号

#gain～增益值

#hold～暂停信号

#offset、b₁、b₂～偏移值

#PB～峰值、谷值

#RF～读取频道1信号、检测信号、光学信号

#RF’～调整检测信号

#slope、a₁、a₂～斜率值

#th、+th、-th～临界值、临界值信号

b1～空白信号

Header1、Header2、Header3、Header4～首标区

INVALID～无效信号

P1～预定值

S1～记录数据再生信号

S2、SD～数字信号

TC～轨道中心误差

TL～光学倾斜误差

TC_ctrl～控制信号

t1、t2、t3、t4～阶段

y₁、y₂～直线

z～曲线

具体实施方式

以下将介绍根据本发明所述的较佳实施例。必须说明的是，本发明提供了许多可应用的发明概念，所揭露的特定实施例仅是说明达成以及使用本发明的特定方式，不可用以限制本发明的范围。

图10为一光学储存装置的实施例。本实施例的架构不同于以往。空白检测器1020使用从模拟数字转换器输出的数据信号#DATA来检测空白状态，借此节省图1所示空白检测器110数据路径上的电路成本。空白检测器1020以数字电路的方式实现，成本更低于模拟电路。在图1中，模拟数字转换器输出的数据信号#DATA被送至自动益增控制器106，而自动益增控制器106产生一控制信号#ctrl至可变增益放大器102以调整光学信号#RF的增益值。借此数据信号#DATA的大小在递回调整的过程中渐渐逼近一目标值。由于数据信号#DATA的大小一直在变动中，空白检测器1020可能判断错误。为了确保判断正确，本发明提出一种临界值信号产生器1010，用以提供动态的临界值信号#th，正比于控制信号#ctrl。当数据信号#DATA被放大时该临界值信号#th也被放大，使得空白检测器1020检测空白状态的功能不受到可变增益放大器102增益的影响。

如果空白状态持续了一段时间，该自动增益控制器回路可能又逐渐的把光学信号#RF的增益放大到趋近于该目标值，形成我们不乐见的发散现象。因此在空白检测器1020中另有一个功能来解决这个问题。如果该数据信号#DATA的大小没超过临界值信号#th，表示光学信号#RF是处于空白状态。这时空白检测器1020发出一暂停信号#hold给自动益增控制器106，命令它暂停更新控制信号#ctrl。如此一来，可以使空白状态下的光学信号#RF的增益就保持不变。在此同时空白检测仍然持续在进行。当发现数据信号#DATA是非空白状态时，则自动益增控制器106重新启动，继续更新控制信号#ctrl，以恢复自动增益控制器回路的功能。

图11A为图10中临界值信号产生器1010的一实施例。图11B表示增益和控制信号#ctrl的关系图。临界值信号#th基本上和可变增益放大器102中的增益一样，都正比于控制信号#ctrl。为了简化该临界值信号产生器1010的实现，可采用数字电路以近似运算的方式来产生该线性关系。在图11B中，曲线z代表可变增益放大器102根据控制信号#ctrl产生的增益值。直线y1和y2代表临界值信号产生器1010使用的近似曲线，用来产生临界值信号#th。临界值信号产生器1010包含一加法器1106，一控制器1102和一乘法器1104。直线y1和y2可以表示为

y_n＝a_nx+b_n

其中n是整数，a_n是斜率，而b_n是偏移值。

在图11A中，控制器1102根据控制信号#ctrl的大小产生一斜率值#slope和一偏移值#offset。接着乘法器1104将控制信号#ctrl乘以斜率值#slope，而相乘结果送至加法器1106，与该偏移值#offset相加，以产生临界值信号#th。控制信号#ctrl的大小可以区分为复数个范围，每一范围对应一组不同的斜率值和偏移值。举例来说，在图11B中n等于2，所以使用两条直线来近似曲线z。当该控制信号#ctrl的大小为第一范围，则该控制器1102产生斜率值a1以及偏移值b1。当该控制信号#ctrl的大小为第二范围，则该控制器1102产生斜率值a2以及偏移值b2。n的值不限定为2，而数字越大可以得到越精确的近似结果。此外，临界值信号产生器1010也可以包含一数字查询表，查询表中包含不同的控制信号#ctrl，以及其对应的不同的临界值信号#th。曲线z通常是在现有技术的校准程序中就能决定，因此临界值信号产生器1010的设定也可以在校准的时候一并设定。

图12为图10中空白检测器1020的一实施例。该空白检测器1020包含三个数字元件，高通滤波器1202，迟滞元件(hysteresis)1204和计数器1206。该高通滤波器1202过滤数据信号#DATA中的低频成份，留下高频的部份。该迟滞元件1204耦接高通滤波器1202，将该数据信号#DATA量化为一种方波信号的形式，只有0和1两种状态，各具有不同的工作周期(duration)。该计数器1206统计该方波信号的工作周期以产生一计数值，并利用该计数值来判断光学信号#RF的空白状态是否成立。

临界值信号#th可以输入至迟滞元件1204中，用以调整产生方波信号的灵敏度。当高通滤波器1202输出的数据信号#DATA在振幅大小低于临界值信号#th对应的振幅大小程度时输出低逻辑位准信号，当高通滤波器1202输出的数据信号#DATA在振幅大小高于临界值信号#th对应的振幅大小程度时输出高逻辑位准信号，以形成该方波信号。而计数器1206在计数方波信号的工作周期时，若检测到低逻辑位准方波信号时，即判断为空白状态。当计数器1206检测到高逻辑位准方波信号时，即判断为非空白状态，并送出致能信号#en将解码器108启动，使解码器108开始对数据信号#DATA进行解码处理。

于另一实施例中，临界值信号#th也可以输入至计数器1206中，用以改变空白状态是否成立的判断标准。举例来说，若检测到低逻辑位准方波信号的计数值超过对应于临界值信号#th的一预定计数值时，即判断为空白状态。当计数器1206检测到高逻辑位准方波信号时，即判断为非空白状态，并送出致能信号#en将解码器108启动，使解码器108开始对数据信号#DATA进行解码处理。

图13为本发明实际应用时的波形变化示意图。在t1阶段，数据信号#DATA的大小并未超过临界值信号#th，所以光学信号#RF被回报为空白状态，而自动益增控制器106受暂停信号#hold的控制而暂停更新，使临界值信号#th维持不变的值。在t2阶段，数据信号#DATA超过临界值信号#th，所以自动增益控制器回路恢复运作，渐渐的将数据信号#DATA放大而趋近于目标值(+-target)。同时，临界值信号#th也随着数据信号#DATA的增益变大而放大。在t3阶段中，数据信号#DATA的大小回复小于临界值信号#th，即进入另一段空白状态。值得注意的是此时的临界值信号#th比t1阶段时的临界值信号#th还高。如果临界值信号#th未能动态调整，则t3阶段的数据信号#DATA可能被固定的临界值信号#th误判断为非空白状态。在t3阶段既然已判断为空白状态，则自动增益控制器回路又进入暂停状态，使临界值信号#th和可变增益放大器102的增益一样都维持在不变的值。在t4阶段中表示数据信号#DATA出现了超过目标值的情况，所以自动增益控制器回路递回的运作使其趋近于目标值(+-target)。而在此同时，临界值信号#th的值也随着增益下降。上述的例子说明了本发明动态地调整临界值信号#th来避免错误的判断结果。

图14为检测空白状态的流程图。在步骤1402中，可变增益放大器102根据控制信号#ctrl将光学信号#RF放大。在步骤1404中，该模拟数字转换器将光学信号#RF取样以得到一数据信号#DATA。在步骤1406中，该自动益增控制器106根据数据信号#DATA的大小更新控制信号#ctrl。在步骤1408中，临界值信号产生器1010根据控制信号#ctrl提供一临界值信号#th。在步骤1410中，空白检测器1020根据临界值信号#th检测数据信号#DATA的空白状态。在步骤1412中，如果数据信号#DATA不是空白状态，则启动解码器108对该数据信号#DATA进行解码。在步骤1414中，如果该数据信号#DATA是空白状态，则空白检测器1020关闭解码器108，并暂停自动益增控制器106的运作使自动增益控制器回路不动作。

图15为本发明实施例的一的回路控制电路。其该控制回路可应用于一光学储存装置中，用以对从一光盘片获取的一光学信号进行回路控制，该光学信号载有相对应的数据，但本发明并不以此为限。可变增益放大器202，模拟数字转换器204，峰谷值检测器206和自动增益控制器208形成了一个信号控制回路，控制数字数据#DATA的增益。模式控制器1500判断临界值和振幅的相对状态，借以调整在自动增益控制器208和偏移控制器210中所使用的步进步阶。可变增益放大器202根据增益值#gain放大数据信号#RF，而模拟数字转换器204取样放大后的数据信号#RF以产生数字数据#DATA。随后，峰谷值检测器206检测数字数据#DATA中峰值和谷值#PB的大小。模式控制器1500判断该峰值是否超过正高临界值+Hth。正高临界值+Hth可以是一个大于或等于正目标值+target的值。同样的，负高临界值-Hth是个小于等于负目标值-target的值。如果数据信号#RF被可变增益放大器202过度放大，使峰值超过正高临界值+Hth而谷值低于负高临界值-Hth，则模式控制器1500发出一第一控制信号#ctrl1通知自动增益控制器208增加步进步阶，而增益值#gain则依据峰值和谷值#PB和调整后的该步进步阶而更新，借此使增益控制回路的收敛速度加快。

在该回路控制电路中，可变增益放大器202，模拟数字转换器204，偏移控制器210和加法器212组成了另一个信号控制回路，用以进行偏移补偿。如果只有峰值或谷值其中之一超过了目标值(正目标值+target或负目标值-target)，则表示发生了如图3中阶段t3和t4所示的偏移。同样的，模式控制器1500通过正高临界值+Hth和负高临界值-Hth判断偏移是否发生。如果检测到偏移，就发出一第二控制信号#ctrl2通知偏移控制器210增加步进步阶，使偏移控制回路的收敛速度加快。接着根据数字数据#DATA和调整后的步进步阶，计算出偏移信号#offset。加法器212耦接在偏移控制器210和可变增益放大器202之间，负责先将偏移信号#offset补偿至数据信号#RF中才送至可变增益放大器202进行放大。

图16为图15中模式控制器1500的实施例。在该模式控制器1500中包含了一第一比较器1610和一第二比较器1620，各别将峰值谷值#PB与正高临界值+Hth、负高临界值-Hth进行比较。如果峰值超过正高临界值+Hth，第一比较器1610输出一真值，否则输出一假值。第一模式判断器1640耦接第一比较器1610和第二比较器1620的输出端。同样的，如果谷值比负高临界值-Hth低，第二比较器1620输出真值，反的则输出假值。当数据信号#RF被过度放大时，第一比较器1610和第二比较器1620都会输出真值，而第一模式判断器1640将第一控制信号#ctrl1输出至自动增益控制器208。具体上该第一模式判断器1640可以是一个与门(AND)，而第一控制信号#ctrl1可以是位0和1，代表自动增益控制器208的运作模式可切换于一快速模式和一正常模式。如果第一控制信号#ctrl1的值是1，表示快速模式，则自动增益控制器208将步进步阶设为一较大的值。相对的，当第一控制信号#ctrl1为0时，表示正常模式，步进步阶的值设为一较小的值。此外，第二模式判断器1630还耦接于第一比较器1610和第二比较器1620的输出端。当偏移发生时，只有第一比较器1610或第二比较器1620其中之一会输出真值，这时第二模式判断器1630发出一第二控制信号#ctrl2给偏移控制器210。在本实施例中，第二模式判断器1630是一个异或门(XOR)。但是用或门(OR)实现也是可以的。

另一方面，当数字数据#DATA的振幅过小的时候，也会触发加速模式。举例来说，第一比较器1610尚可将该峰值与低于目标值的一正低临界值+Lth比较，而第二比较器1620也将谷值与高于负目标值的一负低临界值-Lth比较。如果峰值低于正低临界值+Lth，第一比较器1610输出一真值，否则输出一假值。如果谷值比负低临界值-Lth还高，则第二比较器1620输出真值。当数字数据#DATA振幅过小，致使第一比较器1610和第二比较器1620同时输出真值时，第一模式判断器1640就发出具有1值的第一控制信号#ctrl1至自动增益控制器208以启动加速模式。正低临界值+Lth和负低临界值-Lth也可以用在偏移的判断上。

图17为本发明实施例之下产生的波形图。阶段t1显示一低于目标值的数字数据#DATA，以两阶段放大至目标值。当峰值低于正低临界值+Lth时，自动增益控制器208运作于加速模式，所以包络线的斜率较陡。谷值的变化原理和峰值是相同的，因具有对称性。随着数字数据#DATA的振幅增加，峰值超过正低临界值+Lth的时候，则增益控制回路回到正常模式，所以显示出较平缓的斜率。步进步阶的调整可使增益控制回路在振幅与目标值差距很大的时候快速收敛，并在振幅接近目标值时维持稳定。

阶段t2显示一高于目标值的数字数据#DATA，趋近目标值的步骤分为两个阶段。首先，当数字数据#DATA中的峰值超过正高临界值+Hth时，自动增益控制器208运作于加速模式，由图可见其斜率是较陡的。随着增益控制回路的递回收敛，数字数据#DATA的振幅降至低于正高临界值+Hth，于是增益控制回路回到正常模式，以较平缓的斜率向目标值趋近。该正高临界值+Hth具体上可以和正目标值+target为同一值(负高临界值-Hth和负目标值-target也一样)，如此一来过度放大的数字数据#DATA只会以加速模式进行收敛。

阶段t3显示偏移的状况。谷值低于负目标值-target，但是峰值不超过正目标值+target。图15的偏移控制器210将偏移信号#offset值加入数据信号#RF以补偿这些偏移。由图可见，当谷值低于负高临界值-Hth时，偏移控制器210受第二控制信号#ctrl2的触发运作于加速模式，包络线的斜率是较陡的。偏移的状况可能与过度放大或是放大不足的情况复合发生，所以自动增益控制器208和偏移控制器210可能会交替运作以达成目标值。

阶段t4是另一种偏移的例子。峰值超过正目标值+target但是谷值不超过负目标值-target。在峰值降至正高临界值+Hth以下之前，数字数据#DATA以加速模式进行补偿。最后在时间点P回到正常模式。随后自动增益控制器208符合启动的条件，开始进行增益控制，将数字数据#DATA趋近至目标值。

图18为本发明回路控制方法的流程图。在步骤1802中，自动增益控制器208判断是否需要进行增益控制。如果需要，进行步骤1804，检测峰值和谷值来决定运作模式。如果峰值高于正高临界值+Hth，而且谷值低于负高临界值-Hth，则于步骤1806中进行加速模式，自动增益控制器208使用较高的步进步阶来更新增益值#gain。否则，于步骤1808中进行正常模式。同样是在步骤1806中，如果峰值低于正低临界值+Lth而且谷值高于负低临界值-Lth，也会启动加速模式。在步骤1810中，偏移控制器210判断是否需要进行偏移补偿。如果是，则进行步骤1812，决定运作模式为何。如果峰值或谷值其中之一超过了正高临界值+Hth/负高临界值-Hth，则于步骤1818中进行加速模式。否则于步骤1814中进行正常模式。当所有步骤完成时，程序返回步骤1802。

请参考图19。图19为一根据本发明的一第一实施例的不对称性测量装置1900的示意图。不对称性测量装置1900包含一信号调整模块1910、一模拟/数字转换器1904、一检测单元1905、一不对称性计算单元1906以及一比较器1907。信号调整模块1910用来调整记录数据再生信号S1；模拟/数字转换器1904耦接于信号调整模块1910用来将调整后的记录数据再生信号S1转换为数字信号S2；检测单元1905耦接于模拟/数字转换器1904，用以根据一控制信号C2来检测数字信号S2的复数个值。例如，当控制信号C2为高准位时，检测单元1905检测数字信号S2的复数个值；反之，当控制信号C2为低准位时，检测单元1905不检测数字信号S2的复数个值。而数字信号S2的复数个值包含了数字信号S2的峰值(peak value)、谷值(bottom value)以及平均值(average value)。不对称性计算单元1906耦接于检测单元1905以根据检测单元1905所得到的复数个值来计算数字信号S2的不对称值。而比较器1907便将不对称性计算单元1906所得出的不对称值与一预定值P1作比较，以得出一比较结果。因此光学储存装置便可根据该比较结果来调整发射激光束的功率。

信号调整模块1910包含一偏移(offset)单元1901、一可调增益放大器(Variable Gain Amplifier，VGA)1902与一等化器(equalizer)1903。偏移单元1901耦接于记录数据再生信号S1与可调增益放大器1902之间用以调整记录数据再生信号S1的偏移值；可调增益放大器1902用来放大调整后的记录数据再生信号S1；等化器1903耦接于可调增益放大器1902的输出端，用来等化放大后的记录数据再生信号S1。偏移单元1901的操作频宽为可调，且可根据控制信号C1来作调整。例如，当控制信号C1为高准位时，偏移单元1901的操作频宽便可设为高频宽带；反之，当控制信号C1为低准位时，偏移单元1901的操作频宽便可设为低频宽带。

不对称性计算单元1906所产生的不对称值包含了如：贝他值(beta value，β)。贝他值可根据下列公式产生：β＝(A1+A2)/(A1-A2)，A1＝PK-DC及A2＝BT-DC，其中β代表贝他值、PK代表峰值、DC代表平均值以及BT代表谷值。

此外，于本发明另一实施例中，烧录于光学储存介质轨道上的标记(marks)具有不同的长度用以表示不同的数据信息。因此，记录数据再生信号S1对应于不同的长度标记各自也具有不同的物理特征。例如，对应于长度较短标记(短T标记)的记录数据再生信号S1，其峰值，谷值或平均值会不同于长度较长标记(长T标记)的记录数据再生信号S1。所以，不对称值可根据下列公式产生：不对称值＝((PKL+BTL)/2-(PKS+BTS)/2)/(PKL-BTL)，其中PKL代表对应长T标记的峰值、PKS代表对应短T标记的峰值、BTL代表对应长T标记的谷值、以及BTS代表对应短T标记的谷值。于一实施例中，例如blu-ray光学储存介质的长T标记为8T标记，以及blu-ray光学储存介质的短标记为2T标记。

另外，数字信号S2还可提供给光学储存装置以作为数据检测之用。

请参考图20。图20为一根据本发明的一第二实施例的不对称性测量装置2000的示意图。不对称性测量装置2000相似于不对称性测量装置1900，其中不同之处仅在于不对称性测量装置2000将图19中的不对称性测量装置1900的信号调整模块1910取代成为信号调整模块2010，其余相同标号的元件功能完全相同，为了方便说明，图20中相同于图19的相关描述将省略不再赘述。

信号调整模块2010包含高通滤波器2001、可调增益放大器2002以及等化器2003。高通滤波器2001用来滤除记录数据再生信号S1的低频噪声；可调增益放大器2002耦接于高通滤波器2001用来放大滤出的记录数据再生信号S1；等化器2003耦接于可调增益放大器2002的输出端用来等化放大后的记录数据再生信号S1。高通滤波器2001的操作频宽为可调，且可根据控制信号C1来作调整。例如，当控制信号C1为高准位时，高通滤波器2001的操作频宽便可设为高频宽带；反之，当控制信号C1为低准位时，高通滤波器2001的操作频宽便可设为低频宽带。

请参考图21。图21为本发明的不对称性测量方式的一第一时序图。于图21中，空白信号b1表示记录数据再生信号是否是从光学储存介质的非空白区(如数据区)中所产生的。也就是说，当空白信号b1为低准位时，表示记录数据再生信号从光学储存介质的数据区中所产生；当空白信号b1为高准位时，表示记录数据再生信号不是从光学储存介质的数据区中所产生。因此，控制信号C1便可根据空白信号b1所产生。于图21中，当空白信号b1为低准位时，通过一第一延迟区间dt1之后，控制信号C1才被设为低准位。如此一来，偏移单元1901与高通滤波器2001的操作频带便可于第一延迟区间dt1之后被调整至低频带。除此之外，偏移单元1901与高通滤波器2001的操作频率都设为高频带。

控制信号C2(地址旗标信号)根据光学储存介质的地址所产生。于图21中，于地址1(address1)与地址2(address2)间的所撷取的记录数据再生信号S1读取自以功率1(power1)的功率大小记录于光学储存介质上的相对应标记；于地址2与地址3(address3)间的所撷取的记录数据再生信号S1读取自以功率2(power2)的功率大小记录于光学储存介质上的相对应标记；于地址3与地址4(address4)间的所撷取的记录数据再生信号S1读取自以功率3(power3)的功率大小记录于光学储存介质上的相对应标记。因此，当记录数据再生信号S1产生后，再通过一段延迟，控制信号C2便会被设为高准位。而控制信号C2用来致能检测单元1905去检测数字信号S2的复数个值。如此一来，对应于功率1的不对称值β1、对应于功率2的不对称值β2、对应于功率3的不对称值β3便可分别产生出来。

请参考图22。图22为本发明的不对称性测量方式的一第二时序图。控制信号C1根据光学储存介质的地址所产生。于图22中，于地址1(address1)与地址2(address2)间的所撷取的记录数据再生信号S1读取自以功率1(power1)的功率大小记录于光学储存介质上的相对应标记；于地址2与地址3(address3)间的所撷取的记录数据再生信号S1读取自以功率2(power2)的功率大小记录于光学储存介质上的相对应标记；于地址3与地址4(address4)间的所撷取的记录数据再生信号S1读取自以功率3(power3)的功率大小记录于光学储存介质上的相对应标记。因此，当记录数据再生信号S1产生后，经过一第二延迟时间dt3后，控制信号C1才被设为低准位。如此一来，偏移单元1901与高通滤波器2001的操作频率便可于控制信号C1为低准位时被调整至低频带。除此之外，偏移单元1901与高通滤波器2001的操作频率都设为高频带。

控制信号C2(地址旗标信号)根据光学储存介质的地址所产生。因此，当记录数据再生信号S1产生后，再通过一段延迟，控制信号C2便会被设为高准位。而控制信号C2用来致能检测单元1905去检测数字信号S2的复数个值。如此一来，对应于功率1的不对称值β1、对应于功率2的不对称值β2、对应于功率3的不对称值β3便可分别产生出来。

本发明的精神在于以数字的方式去检测记录数据再生信号的复数个值并进而去计算其不对称值。因此，用来检测与计算的元件便可以较简易的设计来完成。

上述不对称性测量的装置与方法仅为示范利用不同功率标记的记录数据再生信号来调整光学储存装置的发射功率的实施例而并非将本发明限缩于上述的实施例中。本发明可适用于任何根据预先标记的再生信号来动态调整功率的写入动作中。

图23显示根据本发明一实施例所述的光盘片的轨道中心补偿以及倾斜控制的方块图。光学读取头2302具有光学检测器2303，用以检测激光的强度，并将检测到的激光强度转换为电子信号。光学检测器2303可以包含预定数目的光学检测元件。

如前所述，DVD-RAM光盘片具有由凹纹轨以及凸纹轨所组成的信号轨道，数据能够读写至凹纹轨以及凸纹轨，或者凹纹轨以及凸纹轨的一者。同样的，如图7所示，在各区段的开始位置具有交错的首标区Header1、Header2、Header3、以及Header4。

因此，当设定DVD-RAM光盘片2301时，或者在执行读写动作时，由光学读取头2302的激光二极管所发出的激光将投射至DVD-RAM光盘片2301的轨道上，并由轨道反射的激光将反射至光学检测器2303。再者，当光点通过DVD-RAM光盘片2301的首标区域(非写入区)时，光学检测器2303根据分别由光学检测元件所检测并输出的正比于激光强度的电子信号产生检测信号(光学信号)#RF。因此，可以得到图8所示的由读取频道1所检测到的检测信号#RF。

为了使模拟数字转换器(ADC)2305正确将模拟检测信号#RF转换为数字信号，需要使用信号调整模块2304来调整检测信号#RF的信号位准使其位准值位于模拟数字转换器2305的工作范围中，并以位于工作范围的中央附近为佳。在调整完检测信号#RF的信号位准后，信号调整模块2304产生了调整后的调整检测信号#RF’并输出至模拟数字转换器2305。根据本发明一实施例，信号调整模块2304具有一偏移控制装置。根据本发明另一实施例，信号调整模块2304具有一高通滤波器(HPF)。模拟数字转换器(ADC)2305将调整了偏移量的模拟调整检测信号#RF’转换为数字信号SD。检测电路2306包括光学倾斜误差检测器2306A以及轨道中心检测器2306B。检测电路2306根据数字信号SD检测伺服检测信号。

由DVD-RAM光盘片2301所反射的激光会因为一些倾斜状态而偏离预设的路径，例如DVD-RAM光盘片2301的倾斜。光学倾斜误差检测器2306A检测数字信号SD的直流谷值并根据检测结果产生光学倾斜误差TL。根据本发明一实施例，位于轨道中央的光学倾斜误差TL可由公式(1)得知：

TL＝[(ISHD1+ISHD2)-(ISHD3+ISHD4)]/2I₀    (1)

其中ISHD1、ISHD2、ISHD3以及ISHD4分别代表如图6B所示的首标区Header1、Header2、Header3、Header4的VFO信号的直流谷值，而I₀为镜像区的直流位准。

根据本发明另一实施例，光学倾斜误差TL可根据将公式(1)简化为公式(2)而得：

TL＝ISHD1-ISHD3    (2)

当得到光学倾斜误差TL，光学倾斜误差检测器2306A输出光学倾斜误差TL。经过低通滤波器2307A滤波后，滤波后的光学倾斜误差TL输出至倾斜控制器2308。倾斜控制器2308产生控制信号TL_ctrl以根据光学倾斜误差TL校正DVD-RAM光盘片2301的光点入射角。

寻轨控制包括由根据光束状态所产生的电子信号检测轨道误差信号以及根据轨道误差信号驱动于光学读取头的一寻轨促动器(actuator)以移动光学读取头的一目标镜片至光盘片的径向，因此改变光束的位置以追踪目标轨道。根据本发明一实施例，推挽式(push-pull)检测器2309由寻轨频道(Trackingchannel)接收检测信号，并根据寻轨频道的检测信号计算轨道误差。为了补偿由推挽式检测器2309所估计的轨道误差，轨道中央检测器2306B检测模拟数字转换器(ADC)2305所输出的数字信号SD的峰值以及谷值，并根据检测结产生轨道中心误差TC。根据本发明一实施例，轨道中心误差TC可由公式(3)得知：

TC＝(ISVFOHD1-ISVFOHD3)/(ISVFOHD1+ISVFOHD3)    (3)

其中ISVFOHD1以及ISVFOHD3分别为如图6B所示的首标区Header1、Header3的VFO信号振幅。

根据本发明另一实施例，轨道中心误差TC可根据将公式(3)简化为公式(4)而得：

TC＝ISVFOHD1-ISVFOHD3    (4)

当得到轨道中心误差TC后，轨道中央检测器2306B输出轨道中心误差TC。经过低通滤波器2307B滤波后，滤波后的轨道中心误差TC输出至寻轨控制器2310。寻轨控制器2310产生控制信号TC_ctrl以根据推挽式检测器2309所估计的轨道误差的位置校正DVD-RAM光盘片2301的光点的位置。

必须注意的是，光学倾斜误差TL以及轨道中心误差TC可根据首标区Header1以及Header3的VFO信号而得，其原因是因为首标区Header1以及Header3的信号振幅较为均匀且容易被检测。然而，也可利用其他首标区域的VFO信号来检测光学倾斜误差TL以及轨道中心误差TC。

图24A显示根据本发明实施例所述的检测电路2306以及ADC2305的方块图。检测信号#RF提供至信号调整模块2304以将信号位准调整至ADC2305的工作范围中。信号调整模块2304包括可变增益放大器(VGA)2402、偏移控制器2403A以及等化器(equalizer)2404。可变增益放大器2402调整检测信号#RF的增益。偏移控制器2403A将检测信号#RF的位准调整至ADC2305的工作范围中。等化器2404等化检测信号#RF以产生调整后的调整检测信号#RF’。在此，偏移控制器2403A的操作频宽为可调整的，且操作频宽的调整受到时钟产生装置2401所提供的控制信号C4所控制。

ADC2305将调整检测信号#RF’转换为数字信号SD以供检测电路2306检测。检测电路2306检测ADC2305所输出的数字信号SD，并分别提供所产生的光学倾斜误差TL以及轨道中心误差TC至倾斜控制器2308以及寻轨控制器2310。在此，检测电路2306检测数字信号SD的动作是受到时钟产生装置2401所提供的控制信号C5所控制。再者，偏移控制器2403B偏移数字信号SD以抵销首标区Header2以及Header4的接面之间以及其他的信号偏移量。在使用偏移控制器2403B偏移数字信号SD后，数字信号SD即适合用作数据检测。在此，偏移控制器2403B偏移数字信号SD的动作是受到时钟产生装置2401所提供的控制信号C6所控制。再者，倾斜控制器2308或寻轨控制器2310的输出信号可根据无效信号INVALID而被抑制或忽略。

图24B显示根据本发明另一实施例所述的检测电路2306以及ADC2305的方块图。与图24A不同之处在于偏移控制器2403A以及2403B由高通滤波器2403C以及2403D所取代，而用相同标号所标示的元件以相同动作操作。高通滤波器2403C的工作范围为可调整的，并被时钟产生装置2401所提供的控制信号C4所控制。再者，高通滤波器2403D偏移数字信号SD以抵销首标区Header2以及Header4的接面之间以及其他的信号偏移量。在使用高通滤波器2403D偏移数字信号SD后，数字信号SD即适合用作信号检测。在此，高通滤波器2403D的工作范围是可调整的，并受到时钟产生装置2401所提供的控制信号C6的控制。根据本发明一实施例，时钟产生装置2401可包括时钟产生单元以根据既定波形产生控制信号C4、C5、C6。

图25显示根据本发明一实施例所述的轨道中心误差以及倾斜误差的时序图。信号IDGATE为由时钟产生装置2401所提供的首标预测信号。当信号IDGATE为高逻辑位准时，光学读取头2302位于DVD-RAM光盘片2301的首标区域，而信号IDGATE为低逻辑位准时，光学读取头2302位于DVD-RAM光盘片2301的数据区域。为了抵销首标区域以及数据区域的信号偏移量，偏移控制器2403A以及高通滤波器2403C的频宽由控制信号C4切换至高工作频宽，而偏移控制器2403B以及高通滤波器2403D的频宽由控制信号C6切换至高工作频宽。偏移控制器2403A以及高通滤波器2403C的频宽于控制信号C4为高逻辑位准时设定为高工作频宽，而于控制信号C4为低逻辑位准时设定为低工作频宽。控制信号C6的动作与控制信号C4类似，但与首标区Header1不同之处在于控制信号C6于首标区Header3的开始处同样设定为高逻辑位准以抵销首标区Header2与Header3的信号偏移以遂行数据检测。控制信号C5于区域VFO1以及VFO3为高逻辑位准。检测电路2306于控制信号C5为高逻辑位准时致能以检测峰值、谷值以及均值。当通过区域VFO3后，即可计算轨道中心以及倾斜误差。

图26显示根据本发明一实施例所述的用以执行轨道中心误差以及倾斜误差所使用的无效信号INVALID的时序图。当发生检测错误时，时钟产生装置2401设定无效信号INVALID并传送至倾斜控制器2308或寻轨控制器2310，或忽略倾斜误差检测器2306A以及轨道中心检测器2306B的检测结果。图26显示一种检测错误的例子。当控制信号C5设定时且无效信号INVALID为低逻辑位准时，如标号2600所示，设定无效信号INVALID以抑制倾斜控制器2308或寻轨控制器2310的输出结果，或忽略倾斜误差检测器2306A以及轨道中心检测器2306B的检测结果。

本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何熟习此项技艺者，在不脱离本发明的精神和范围内，可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视的权利要求范围所界定的为准。