检测电子镇流器中的BJT关断信号的方法和电子镇流器

摘要

本发明涉及检测电子镇流器中的BJT实际关断信号的方法和电子镇流器，该电子镇流器包括由两个BJT所组成的半桥电路，该半桥电路的电压输出信号一方面被供给灯，另一方面通过一电容和一反向二极管接地。为准确快速检测所述BJT的实际关断信号，由HB控制单元测量电容和二极管之间的接点(N)处的电压陡坡。通过测量BJT的关断控制脉冲沿与由此在接点处出现的相应电压陡坡之间的时间，来得出两个BJT的存贮时间(Ts1，Ts2)。比较所述存贮时间，其中较短的存贮时间被用于调节IC输出的幅值以便进行基极电流调整，较长的存贮时间被用于调节IC输出的死时间以确保总是存在足够和合适的死时间。由此能提供更安全工作的电子镇流器。

说明书

技术领域

本发明涉及一种用于检测电子镇流器中的BJT(双极结型晶体管)的实际关断信号的方法和一种应用该方法的相应的电子镇流器。

背景技术

图1示出了与本发明最接近的现有技术电子镇流器的部分电路。所述电子镇流器包括一个驱动变压器T1、两个基极单元、组成半桥电路的上侧BJT S1和下侧BJT S2，其中半桥(HB)电路的中心点M被定义在BJT S1和BJT S2之间，该中心点M一方面通过由电容C2和二极管D1(二极管或齐纳二极管)构成的串联电路被连接到参考电位(接地)，另一方面通过电容C3和电感L2被连接到灯，另外该中心点M还通过电阻R2被连接到一个HB控制单元，该HB控制单元用于给所述变压器T1提供脉冲以便驱动所述的两个开关S1，S2。所述HB控制单元具有一个被连接到所述电容C2和二极管D1之间的节点N上的供电端子VCC，并被用来通过所述电阻R2检测点M处的电压变化以调节脉冲输出的幅值。如图1示例性地所示，输出OUT1被用于驱动上侧开关S1，输出OUT2被用于驱动下侧开关S2。

在该情形下，在输出OUT2从高电平变化到低电平的时刻与管脚MS上的测量电压从零上升到某个正值的时刻之间的时间Toff代表了下侧BJT S2的实际存贮和下降时间，该时间Toff被用来通过将其保持在恒定值而进行基极电流调整。由BJT的容差或正常运行时的高温所导致的、该BJT S2的较长存贮时间通过较低的IC输出电压来进行补偿，反之亦然。IC利用相同的电平逐步地在每个周期内(每个周期一步)调整两个输出，并且在最小和最大输出电压值之间存在确定的多个步。两个输出的幅值相同，并且在一个输出的关断和另一个输出的导通之间存在一个死时间，该死时间被固定为某个值。

为替代所述的变压器，也可以考虑基于半导体的半桥驱动器(单独的或集成的)。原则上也可以采用任何类型的电子开关来替代BJT。

在半桥电路中，BJT起到开关的作用。在导通时这些BJT应该饱和以便使BJT中的功率损耗最小化，相反，在不导通时不起作用。通常，较深的饱和会导致更长的存贮时间，反之亦然。MS管脚信号恰恰被用来测量下侧BJT S2的实际存贮和下降时间，以便评估饱和状态。然而，半桥中的两个BJT的增益和存贮时间通常因为容差而是不相同的。上侧BJT的增益可能小于下侧BJT的，而实际存贮时间可能短于下侧BJT的。这样，当驱动电流适合于下侧BJT时，可能对于上侧BJT却是不够的，该上侧BJT可能轻微地导通，使得有时导致BJT开关的更大的功率损耗和灯闪烁。对此，现有技术建议的解决方案是，调节驱动变压器和基极单元，以确保对于上侧BJT具有足够的驱动电流，该上侧BJT的增益和存贮时间在BJT技术指标中是最小的，而下侧BJT的增益和存贮时间是最大的(最坏的BJT组合)。但这种解决方案通常使IC输出保持最小，这意味着没有调整功能。

另外，当半桥中的两个BJT正常工作时，它们工作在零电压切换状态(几乎没有功率损耗，见图6中的表格左边)。然而在这些BJT开关中总是会存在一定的功率损耗，从而使得BJT开关发热。温度对BJT的存贮时间有影响，并且较高的温度通常致使存贮时间更长。当存贮时间变长时，IC输出的死时间保持不变，从而可能是不够的。结果是，在BJT的集电极和发射极之间的电压下降到低于0V之前，BJT可能已经被导通(开关存在功率损耗，参见表格1右边)。BJT中更多的功率损耗将会相关地导致更长的存贮时间。这是一种恶性循环，其可能导致两个BJT最终被损坏。对此，现有技术建议调节驱动变压器和基极单元以使得存贮时间相对更短，并改善冷却条件从而使BJT的温度保持得尽可能地低。但这种方案不能绝对地保证在两个BJT开关发热时有足够的死时间，并且BJT的增益和存贮时间因为BJT容差而是不对称的。

发明内容

因此，本发明所要解决的技术问题在于，提供一种用于检测电子镇流器中的BJT实际关断信号的改善的方法和相应的电子镇流器。基于这种BJT实际关断信号的检测，通过进一步的改进还可以实现电子镇流器内的更好的驱动控制。

在本发明所提供的用于检测电子镇流器中的BJT实际关断信号的方法中，所述电子镇流器包括由首尾串联的第一和第二BJT所组成的半桥电路，所述第一和第二BJT的基极分别通过一第一和第二基极单元控制以便依次导通所述第一和第二BJT；一HB控制单元，用于根据所述半桥电路的输出端上的电压输出信号来调节分别供给所述第一和第二基极单元的控制脉冲，其中所述电压输出信号一方面被供给灯，另一方面通过一电容和一反向二极管接地，而且所述电容和所述二极管之间的接点被连接到所述HB控制单元的供电端子。根据本发明，所述HB控制单元通过测量所述的接点处的电压陡坡来测量所述第一和/或第二BJT的实际关断信号。由于所述的电压陡坡比在原检测点M处直接获取的电压斜坡更精确地接近于M点的电压突变位置，从而使得BJT实际关断信号更加易于被准确地检测。

优选地，通过分别测量所述第一和第二BJT的关断控制脉冲沿与由此在所述的接点处出现的相应电压陡坡之间的时间，来分别得出所述第一和第二BJT的第一和第二存贮时间。通过这种手段，可以更为准确和容易地检测出第一和第二BJT的第一和第二存贮时间。

优选地，由所述HB控制单元比较所述第一和第二存贮时间，并且其中较短的存贮时间被用于调节IC输出的幅值以便进行基极电流调整。利用这种方案，具有较短存贮时间的BJT可以被提供合适的电流，从而在导通时保持饱和。具有较长存贮时间的另一个BJT在接通时无疑也会在良好的导通条件下达到饱和，并具有最小的功率损耗。在该方案中进一步有益的是，如果所述较短的存贮时间小于一个在IC内或外设定的恒定值，则IC相应地增加输出脉冲的幅值，反之亦然。

作为以上方案的替代或补充，由所述HB控制单元比较所述第一和第二存贮时间，并且其中较长的存贮时间被用于调节IC输出的死时间以确保总是存在足够和合适的死时间。在这里优选的是，每个周期地根据所述较长的存贮时间计算和调节所述死时间。于是可以譬如根据以下公式来计算和调节所述死时间：死时间＝a×所述较长的存贮时间+b，其中a，b为恒定值。作为此处的替代方案，所述死时间可以首先被保持恒定，当所述较长的存贮时间超过一个恒定值c时将该死时间增加到d，而当所述较长的存贮时间低于所述恒定值c时将该死时间降低到原来值。

本发明所提供的电子镇流器包括：由首尾串联的第一和第二BJT所组成的半桥电路，所述第一和第二BJT的基极分别通过一第一和第二基极单元控制以便依次导通所述第一和第二BJT；一HB控制单元，用于根据所述半桥电路的输出端上的电压输出信号来调节分别供给所述第一和第二基极单元的控制脉冲，其中所述电压输出信号一方面被供给灯，另一方面通过一电容和一反向二极管接地，而且所述电容和所述二极管之间的接点被连接到所述HB控制单元的供电端子。根据本发明，所述的接点还被连接到所述HB控制单元的测量管脚，使得所述HB控制单元通过测量所述的接点处的电压陡坡来测量所述第一和/或第二BJT的实际关断信号。如同在以上方法方案中一样，由于所述的电压陡坡比在原检测点M处直接获取的电压斜坡更精确地接近于M点的电压突变位置，从而使得BJT实际关断信号更加易于被准确地检测。同样，对于以上方法改进方案所说明的有益效果显然也相应地适用于本发明电子镇流器的以下改进方案。

优选地，所述HB控制单元通过分别测量所述第一和第二BJT的关断控制脉冲沿与由此在所述的接点处出现的相应电压陡坡之间的时间，来分别得出所述第一和第二BJT的第一和第二存贮时间。

在所述的电子镇流器中，所述HB控制单元可以比较所述第一和第二存贮时间，并且将其中较短的存贮时间用于调节IC输出的幅值以便进行基极电流调整。如果所述较短的存贮时间小于一个在IC内或外设定的恒定值，则IC相应地增加输出脉冲的幅值，反之亦然。

在所述的电子镇流器中，所述HB控制单元可以比较所述第一和第二存贮时间，并且将其中较长的存贮时间用于调节IC输出的死时间以确保总是存在足够和合适的死时间。所述HB控制单元可以每个周期地根据所述较长的存贮时间计算和调节所述死时间。例如，所述HB控制单元根据以下公式来计算和调节所述死时间：死时间＝a×所述较长的存贮时间+b，其中a，b为恒定值。或者所述HB控制单元可以首先将所述死时间保持恒定，当所述较长的存贮时间超过一个恒定值c时将该死时间增加到d，而当所述较长的存贮时间低于所述恒定值c时将该死时间降低到原来值。

在所述的电子镇流器中，所述的接点可以通过一个电阻被连接到所述HB控制单元的测量管脚。

所述HB控制单元的控制脉冲可以通过驱动变压器被分别耦合到所述第一和第二基极单元，以给所述第一和第二BJT依次提关断控制脉冲。替代地，所述HB控制单元的控制脉冲可以通过基于半导体的半桥驱动器被分别耦合到所述第一和第二基极单元，以给所述第一和第二依次提关断控制脉冲。

附图说明

下面通过附图来详细解释本发明。其中：

图1示出了现有技术的电子镇流器的部分电路；

图2示出了本发明的电子镇流器的部分电路；

图3示出了按照本发明所测量的各电压曲线图；

图4示出了按照本发明来测量在上侧BJT的输出脉冲OUT1的负斜坡和接点N处的负陡坡之间的时间(也即上侧BJT的实际关断时间Ts1)的测量图；以及

图5示出了按照本发明来测量在下侧BJT的输出脉冲OUT2的负斜坡和接点N处的正陡坡之间的时间(也即下侧BJT的实际关断时间Ts2)的测量图。

图6示出了现有技术的BJT在温度变化时可能存在的零电压切换和非零电压切换的情况。

具体实施方式

图1和图6已在本说明书背景技术部分中被讲述，这里不再赘述。

参见图2所示的本发明电子镇流器。该电子镇流器与图1所示的现有技术电路基本相似，但不同之处在于，测量管脚MS通过电阻R3被连接到电容C2和二极管D1之间的接点N上，用于测量接点N上的电压信号，该信号在图3中被示为Ch4。从图3所示的曲线可以看出，电压V-N(即接点N处的电压Ch4)在电压V-M(点M处的电压)的正和负斜坡的开始点处迅速变化，也即电压V-N有一个从0到正的迅速变化(陡坡)和一个从正到0的迅速变化。所述电压V-M(点M处的电压)的正和负斜坡是由BJT集电极电流的关断而引起的。该特性意味着，电压V-N的陡坡信号可以被用来检测BJT的实际关断信号，由此可以被用来通过进一步与驱动脉冲的关断斜坡进行比较来计算BJT的实际存贮时间。

如图4所示，光标curs1是处于输出脉冲OUT1的负斜坡位置，而光标curs2是处于电压V-N的负斜坡位置(也是处于上侧BJT的集电极电流Ch2的负斜坡位置)。于是，位于光标curs1和curs2之间的时间就被确定为上侧BJT S1的实际存贮时间Ts1，这里为976.0-0.0＝976.0ns。类似地，如图5所示，光标curs1是处于输出脉冲OUT2的负斜坡位置，而光标curs2是处于电压V-N的正斜坡位置(也是处于下侧BJT的集电极电流Ch1的负斜坡位置)。于是，位于光标curs1和curs2之间的时间就被确定为下侧BJT S2的实际存贮时间Ts2，这里为1.016-0.0＝1.016μs。由此可见，此时下侧BJT的实际存贮时间比上侧BJT大TS2-TS1＝1.016μs-976.0ns＝40.0ns。

由此可见，接点N被连接到所述HB控制单元的测量管脚MS，使得所述HB控制单元可以通过测量所述的接点N处的电压陡坡来精确地测量所述第一和/或第二BJT S1和S2的实际关断信号。

另外，所述HB控制单元通过分别测量所述第一和第二BJT S1和S2的关断控制脉冲沿OUT1，OUT2与由此在所述的接点N处出现的相应电压陡坡之间的时间，可以分别得出所述第一和第二BJT S1和S2的第一和第二存贮时间Ts1，Ts2。

为了不管参数容差而使得两个BJT S1和S2都有合适的驱动电流，所述HB控制单元比较所述第一和第二存贮时间，并且将其中较短的存贮时间用于调节IC输出的幅值以便进行基极电流调整。这样，具有较短存贮时间的BJT可以被提供合适的电流，从而在导通时保持饱和，而具有较长存贮时间的另一个BJT在接通时无疑也会在良好的导通条件下达到饱和，并具有最小的功率损耗。从而避免了BJT开关中的较高功率损耗以及灯闪烁现象。在此，具体的做法可以是，如果所述较短的存贮时间小于一个在IC内或外设定的恒定值，则IC相应地增加输出脉冲的幅值，反之亦然。

为了不管工作温度变化而避免由较长的存贮时间导致不足够的死时间并从而最终损坏两个BJT S1和S2，所述HB控制单元比较所述第一和第二存贮时间，并且将其中较长的存贮时间用于调节IC输出的死时间以确保总是存在足够和合适的死时间。在此，具体的做法可以是，所述HB控制单元每个周期地根据所述较长的存贮时间计算和调节所述死时间。尤其是，所述HB控制单元可以根据以下公式来计算和调节所述死时间：死时间＝a×所述较长的存贮时间+b，其中a，b为恒定值。也可以选择性地由所述HB控制单元首先将所述死时间保持恒定，当所述较长的存贮时间超过一个恒定值c时将该死时间增加到d，而当所述较长的存贮时间低于所述恒定值c时将该死时间降低到原来值。

对于本发明的电子镇流器，所述HB控制单元的控制脉冲可以通过驱动变压器T1被分别耦合到所述第一和第二基极单元，以给所述第一和第二BJT S1和S2依次提关断控制脉冲。而且，所述的驱动变压器T1用于由基于半导体的半桥驱动器代替。

通过以上说明可以得出，由本发明可以提供一种更为安全运行的电子镇流器及其运行方法。