基于晶闸管的高功率因数、低谐波的可控整流器

摘要

一种基于晶闸管的高功率因数、低谐波的可控整流器，包括采用高功率因数多电平多相有级及无级调压、辅助可控整流和双桥交叉触发并联可控低谐波整流组成三项相互关联的技术方案。根据需要本发明的装置可以同时采用上述全部技术，也可仅取其中的一项或几项的组合，所发明的装置实现了高功率因数、低谐波、可调压整流功能，其成本将明显低于能达到类似指标的现有装置。

说明书

技术领域

本发明属于大功率整流、变频调速设备。

背景技术

利用晶闸管和全控器件组成的大功率可控整流器在国民经济中的应用范围甚广，如电动机调速传动、中频电源、超音频电源、超导蓄能、磁悬浮技术、电化学工业应用、冶金工业应用……等领域。特别是对电力系统的电能质量也会有影响。

一般大功率可控整流器有四个最基本的共性要求：

(1)有较高的功率因数，例如要求大于等于0.9；

(2)有较低的谐波电流分量，尤其是5、7次谐波最好为零；

(3)能根据负载需要来调节输出直流电压；

(4)必要时能够通过拉逆变以保护负载短路或逆变器颠覆时不至于严重损坏设备和影响电网。

目前的可控硅大功率整流器大多数不能同时满足上述四个要求，例如三相全桥二极管整流可以满足要求(1)，不能满足(2)、(3)、(4)；三相可控硅全桥整流器可以满足要求(3)、(4)，不能满足(1)、(2)；三相二极管整流加斩波器调压可以满足(1)、(3)，不能满足(2)、(4)。

为了全面满足上述四个要求，目前工业上用得最多，也是最成熟的办法是采用12脉可控整流加上输入端的改进功率因数的工频电容器柜。采用这一办法必须要一台Y/Δ或曲折接法的大型变压器，有时用两台变压器(一台Y/Y₀和一台Y/Δ)，同时在输入端还必须增加可分级调节的改善功率因数的工频电容器柜，而且为了防止高次谐波进入电容器柜烧断熔断器(这种情况屡见不鲜)还要加设谐波扼流圈。因此，这套装置的成本较高。例如，一台500kW的中频电源，为了满足上述四个要求，增加了这套装置，其价格在10万元以上，而中频电源的整流器和逆变器本身及中频电容器柜一共不超过10万元。虽然这套装置价格较高，但为了满足电网的规定不得不采用它。如果不采用它，而是采用外加有源滤波器或混合滤波器，则价格可能更高。

发明内容

本发明提出一种具有高功率因数的可控整流器方案，可以达到显著降低生产成本，较好满足可控整流器基本性能要求的目的。

为实现上述目的本发明提出属于一个总发明构思的三个相互关联的技术方案，既可以同时采用三个方案，亦可取其中一个或两个方案。

本申请以三相电路案例或其中的一相为例来说明技术方案，但本发明不仅限于三相，还可以应用到任何多相电路。

具体内容说明如下：

第一项为多电平整流技术方案：

一种基于晶闸管的高功率因数的可控整流器，是一种三相或三相以上的可控整流器，该整流器由星型自耦变压器供电，整流器采用晶闸管和二极管，在普通全桥可控整流电路的基础上进行改进，其特征是：原可控整流桥臂的单个晶闸管桥臂用一组串联的晶闸管桥臂代替，即正端桥臂的晶闸管Th₁、Th₂……Th_N和负端桥臂的晶闸管Th₁′、Th₂′……Th_N′串联，晶闸管桥臂的晶闸管串联个数与自耦变压器的抽头数N一致，并在晶闸管桥臂的各串联连接点(从交流接入点到直流输出点依次排序)，与自耦变压器相应抽头点(电压由高到低依次排序)之间分别联接二极管桥臂D或晶闸管Th，二极管或晶闸管桥臂的极性与通向输出端的晶闸管桥臂的导通电流方向相一致，通过控制各桥臂的触发，来实现高功率因数可控整流。

第二项为增设辅助整流器的技术方案：

一种基于晶闸管的具有高功率因数的可控整流器，结构特点是在方案一的可控整流器的星型自耦变压器每相增加一个相对较低电压的独立辅助绕组或独立变压器，采用由普通可控整流器线路构成辅助整流器，将其输出与方案一的整流器输出相串联，通过控制辅助整流器的触发角实现输出电压连续调节。

第三项技术方案是应用方案一的可控整流器进行双桥交叉触发并联技术：

采用两套方案1所述的三相整流器并联工作，对整流桥臂施行交叉触发，即以两个电网交流频率周期为一个控制循环周期720°，第一套桥臂的晶闸管按照150°导通、停止导通240°、再导通90°、再停止导通240°的方式工作，两段导通周期的中点时刻与该相电压峰值对应，套内A、B、C三相的触发角相差240°，B、C相分别落后于A相480°和240°，两套之间触发相位相差360°。

有益效果

上述技术方案均可大幅降低生产成本；可以较好满足大功率可控整流器的基本性能要求；通过第2、3个技术方案更能减谐波。

附图说明

图1表示三相全桥晶闸管整流装置晶闸管臂、二极管臂与自耦变压器的供电关系，为其中某相电路的可控整流单元结构示意图；

图2为整个三相全桥晶闸管整流器的3个图1所示单元结构供电连接关系原理图；

图3为三相电路中一相电路的电压矢量示意图；

图4为两组整流后直流输出电压线路示意图；

图5为两套整流桥输出电流原理图。

具体实施方式

参照附图详细说明三个技术方案的实施例：

1、关于方案一——多电平整流技术的实施方式

该方案的原理如图1、2所示：整流装置由三相抽头的自耦变压器供电，图1所示的是晶闸管整流器的其中某相电路单元，图中符号“o”和“+”、“-”分别是单元的中性点和正、负输出端，它的每一桥臂由N个晶闸管Th与二极管D组成(图1中N＝6，即上下桥臂各为6个晶闸管和5个二极管，符号中的每个晶闸管通常用一个器件，但为增加耐压也可以实际上是几个串联成的)，如图1中接输出正端“+”的晶闸管Th₁、Th₂……Th₆和接输出负端“-”的晶闸管Th₁′、Th₂′……Th₆′，以及一系列二极管D和D′。这里，晶闸管的数目是为了调压等级而设置的，而每个二极管臂中的二极管数目不仅与调压等级相关，且还与其应承受的电压相关，当电压较高时，每臂就会需要多个二极管串联。图2表示整个三相全桥晶闸管整流器由3个上述单元所构成，输出端有一双绕组电感L(效果优于用两个独立电感)。当仅仅这样单个整流桥工作时，往往可以用一个绕组串联在一个输出端就可以了；但对于需要多个整流桥并联工作时，则往往需要用双绕组电感。

(1)当三相所有晶闸管均按移相控制角α＝0°开通时，这可控硅全桥整流器就等于一套二极管全桥整流器。若输入电压U_A1＝6kV，则输出直流电压U_d＝1.35U_A1＝8100V，电网输入端的功率因数近似为1.0。

(2)若晶闸管Th₁和Th₁′不触通，其他晶闸管Th₂……Th₆、Th₂′……Th₆′均触通，且α＝0°，(A、B、C相同样处理)，则A相电流将从A₂端供给，输入电压为U_A2，若U_A2＝5kV，则输出直流电压U_d＝5kV×1.35＝6750V。电网输入端的功率因数仍近似为1.0。

(3)若晶闸管Th₁、Th₂和Th₁′、Th₂′不触通，其余均为α＝0°(A、B、C相同样处理)，则A相电流将从A₃端供给，整流器的输入电压为U_A3，若U_A3＝4kV，则输出直流电压U_d＝4kV×1.35＝5400V，电网端功率因数仍近似为1.0。依此类推：整流器输入电压可以有级下调：×(U_A1、U_A2……U_A6)，输出直流电压可以多电平分级下调：1.35××(U_A1、U_A2……U_A6)，而功率因数始终近似于1.0，成为高功率因数的多电平整流器。

(4)上述有级调压很容易改成无级调压运行。例如在上述小节2的控制中，如果将其中的晶闸管Th₁和Th₁′也触通，但α₁＝α₁′＞0，其余各晶闸管的α均为零，则输出电压将介于1.35U_A1和1.35U_A2之间；其它几级亦类似处理，整个系统即变成输出直流电压连续可调，不再限于有级调压。这时电网功率因数会小于1.0，但只要合理设计分级的各段，由于α可调的晶闸管只有一段，大部分仍按α＝0工作，因此功率因数只是略小于1.0。

(5)上述有级调压很容易改成更细的有级调压运行。例如将正桥臂的ThA₁和负桥臂的ThA₁′、ThA₂′不触通，其余各晶闸管的α均为零，则输出直流电压 $>>>U>d>>=>1.35>>3>>>(>>>>U>>A>2>>>+>>U>>A>3>>>>2>>)>>,>$>此电压处于上述小节1和2的电压等级之间，类似地处理可以得到上述小节1、2、3输出电压之间的更细的等级。由于正负不对称，此时负载中点不能接到变压器中点，否则将有一部分直流电流经过变压器的中线。

(6)上述整流器很容易运行于逆变器状态。如果上述所有晶闸管的α≈180°，或者Th₆、Th₆′的α≈180°，其余晶闸管均不触发，则输出直流电压U_d≈-1.35U_A6。

(7)当运行于逆变状态而要求可以像整流状态一样分级调压时，则需将图1中的二极管臂D用晶闸管臂Th取代，调节均与整流运行时相似。此时，虽然名称为整流器，实际上线路是具有逆变功能的。

(8)上述整流器的动态变化速度为：可以在电网频率的半个周期内(50Hz时为10ms)从任一电压改变到另一个电压。

2、关于方案二——增设辅助整流器技术的实施方式：

上述整流器可以解决前面所述四个基本共性要求中的第(1)、(3)、(4)三个。但是这种整流器的还有缺点：①不能解决上述第(2)个基本要求，它的电流中含有较大的5、7次谐波。②当要求调压范围较大时，需用很多二极管；如图1中在A₂端引出线只有一只二极管，而在A₆端引出线可能要接三只二极管串联。因为A₆所接二极管承受电压高，而A₂二极管所承受的电压不高。当U_A1不高，或U_A1虽较高而负载要求的经常调压范围不大时，有级调速的等级不会很多，则可以采用此方案，其优点是比较简单且成本也低。当U_A1较高而负载要求经常调压范围较大时，有级调速的等级会很多而使上述电路过于复杂，这就需要考虑以下方案。

图3画出了三相中一相的电压矢量，其中为A相输入电压，为A相输出电压，它接到一组三相全波可控整流桥。当α_A1＝0°时，输出直流电压为图3中为A相辅助输出电压，它接到一组辅助三相全波可控整流桥，当α_a1＝0°：180°范围变化时，输出直流电压为若两组直流电压相加，则输出直流电压U_Ao将从变到如果取辅助直流电压 $>>>U>>oa>1>>>=>>1>3>>>U>>oA>1>>>,>$>则输出直流电压为 $>>>1.35>>3>>>>(>>4>3>>:>>2>3>>)>>>U>>oA>1>>>=>>>1.35>\times >4>>>3>>3>>>>>(>100>\%>:>50>\%>)>>>U>>oA>1>>>,>$>即电压变化从100％到50％一半。也即相当于输入交流电压从最大值A_max变到最小值A_min(100％：50％)，输出也相应变化。输入交流的变化轨迹如图3中半圆所示。本发明的整流器最大功率因数角为近似于1.0，最小功率因数为 $>>cos>\theta >=>>>>3>2>>->>1>2>>>3>>\approx >0.943>.>$>从图3可见：当电压从100％变到50％时，功率因数将从1.0→0.943→1.0，实现了高功率因数整流。

如果分两段调节辅助电压：(1)首先使下半桥的移相控制只改变上半桥的α_a1上，从0°到180°，则输出电压将从100％变到75％，(2)然后再使α_a1上固定等于180°，调节α_a1下，从0°到180°，则输出电压将从75％变到50％。这样分段调节将使功率因数进一步提高，此时最低的功率因数为： $>>cos>>\phi >max>>=>>>>2.5>2>>->>0.5>2>>>2.5>>\approx >0.98>,>$>两段调节原理如图3中用两个虚线小的半圆代替一个大圆所示。由于正负不对称，此时负载中点不能接到变压器中点，否则将有一部分直流电流经过变压器的中线。

上述方案中，是采用不同于的另一套独立的绕组的。交流电压和若是由同一台自耦变压器供电的，两者的电位互相不独立，上述两组直流电压就不能直接叠加。要使电压叠加可采取如图4那样方案，图中A₁与a₁分别是方案一中A相输出电压与A相辅助输入电压，将两组整流后的直流电压的正、负端分别反相连接，形成两组独立的直流输出电压，各等于原来两组电压之和的一半。这样形成的两组直流电压必须输出到互相隔离的两个负载上，这种方案有时会比独立绕组成本更低。

3、关于方案三——应用双桥交叉触发并联技术的实施例：

上述方案一适宜于粗调整流器的输出电压，方案二可用于细调整流器的输出。另外还需要下面的方案三来减少谐波。

方案三提出下列整流桥臂交叉触发技术，说明如下：

如图5所示，两套整流桥的输出电流i₁、i₂分别由i_A1、i_B1、i_C1和i_A2、i_B2、i_C3合成，其中A相的总电流i_A＝i_A1+i_A2。让两桥的各臂依照图5中所示相位触发导通，则两桥输出直流电感的平均电压值将相等，且电感电流基本平稳。两桥的正负输出端各自分别经电感滤波后就可以并联在一起。当然还可以通过微调触发角，使两桥电流尽可能保持一致。采用本发明方案后，取相电流基波幅度为1时，其各次谐波含量如表1所示。图5中各方波之间比较显著的时间间隙是为了清楚表达相序，实际上发生的是晶闸管的通常换流过程，换流时间通常远小于电网工频周期。

需要指出的是，方案二与方案三是可以结合实施的，但交叉触发措施仅仅针对其中图1所示的桥臂，并不涉及上述辅助整流器中的桥臂。

                                                            表1

  基波  3   次   5次   7次  9   次  11   次   13次  15   次   17次   19次  单桥6脉时 1  0  20％  14.3％  0  9％  7.7％  0  5.88％  5.26％  双桥30°移   相、12脉时  1   0   5.36％   3.83％   0   9％   7.7％   0   1.58％   1.41％

从上表可见，采用交叉触发时可以明显减小5、7、17、19次谐波，但不能减小11、13次谐波，这正与采用常规的Y/Δ双桥12脉的作用类似，但本发明不需要较贵的多绕组变压器。在要求治理谐波严格的场合还可以采用24脉类似整流器，或在12脉整流器基础上附加以12次谐波频率(与11、13次相适应)为对象的无源消谐电路(即电容、电感电路)，同时兼顾到进一步削弱5、7次谐波。

实际上还可以有更多套并联的多相交叉触发措施，目标都是更有效地抑制高次谐波，只是控制稍微复杂些。