法律状态公告日
法律状态信息
法律状态
2015-11-04
专利权的转移 IPC(主分类):H04L7/00 登记生效日:20151013 变更前: 变更后: 申请日:20050408
专利申请权、专利权的转移
2011-05-04
授权
授权
2007-09-12
实质审查的生效
实质审查的生效
2007-07-18
公开
公开
相关申请的交叉参考
本申请要求以下在先申请的优先权：于2004年4月9日提交的美国临时申请第60/561,085号，名称为“Advanced Digital Receiver”(高级数字接收机)；以及于2004年8月12日提交的美国临时申请第60/601,026号，名称为“Advanced Digital Receiver”(高级数字接收机)。本申请也通过引用结合了以下申请：于2003年4月4日提交的美国申请序列号第10/408,053号，名称为“Carrier Recovery DTV Receivers”(载波恢复DTV接收机)；于2001年6月6日提交的美国申请序列号第09/875,720号，名称为“AdaptiveEqualizer Having a Variable Step Size Influenced by Output from a TrellisDecoder”(具有受网格译码器的输出影响的可变步长的自适应均衡器)(现在为美国专利第6,829,297号)；于2003年4月4日提交的美国申请序列号第10/407,634号，名称为“System and Method for Symbol Clock Recovery”(用于码元时钟恢复的系统和方法)；于2001年6月19日提交的美国申请序列号第09/884,256号，名称为“Combined Trellis Decoder and DecisionFeedback Equalizer”(组合的网格译码器和判决反馈均衡器)；以及于2003年4月4日提交的美国申请序列号第10/407,610号，名称为“TransposedStructure for a Decision Feedback Equalizer Combined with a TrellisDecoder”(用于带有网格译码器的判决反馈均衡器的转置结构)。
有关联邦政府赞助的研究或开发的参考
无
序列表
无
发明背景
发明领域
本申请一般涉及数字通信技术，尤其涉及用于调整采样设备的采样频率和采样相位的装置和方法。
发明背景描述
离散数据传输是通过通信信道，从发射机到接收机的消息传输。位于发射机上的消息发送者或发送设备，通过选择消息并经通信信道发送代表该消息的对应信号或波形与消息接收机通信。接收机通过观察信道输出来确定发送的消息。离散数据消息的连续传输被认为是数字通信。信道噪声经常干扰传输并使发送的消息劣化，以及导致接收机端对于原始消息的内容的某种不确定性。接收机使用被称为检波的过程，判定发送者发送的消息或消息序列。最佳检波使得对于发送的消息的错误接收机判决的概率最小。
消息由转换为通过信道发送的电信号的位的数字序列构成。这些位一般在调制之前被编码。编码是把消息从固有形式(一般为位)转换为代表消息的值。调制是把值转换为模拟信号用于通过信道传输的过程。该信道不但确定性地而且用随机噪声使传送的信号失真。这些干扰正确接收的情况包括加性高斯白噪声(AWGN)以及相干噪声、频率相关信道失真、时间相关信道失真、和多径衰落。因为这些影响，发送的消息在到达接收机时变坏是存在一定可能性的。
一旦接收，接收机对进入的波形进行解调。一般来说，解调试图尽可能精确地恢复原始发送的信号并转换经恢复的信号以估计这些值。对于该处理有许多步骤，包括：把射频(RF)和近基带中频(IF)信号下混频至基带表示、信道均衡和译码。采取码元和载波恢复以便离散时间采样处于正确的码元速率，并且信号被精确地下移至基带。接收机使用检波器盖然性地确定值估计。考虑可能的发送值和潜在的信道引起的误差的、由接收机用来对接收信号进行解调和检波的方法是重要的。然后通过把值估计转换回消息的固有形式，对值估计进行译码。
数字通信系统通过以每个码元间隔一次对解调器的输出进行周期性采样来接收发送的信息。这要求接收机设计克服与非理想传输信道条件下系统同步有关的问题，被认为是与码元定时和载波恢复有关。接收机对接收信号进行采样的最佳次数一般是未知的，这是因为从发射机到接收机的传播延迟以及诸如多径之类的信道条件的影响。发送信号中的传播延迟还导致载波相位偏移。对那些要求接收机使用相位相干检波器的那些传输系统来说，接收机直接从接收信号产生对传播延迟的估计并导出对发送的码元定时的估计和相位误差。例外情况是导频或控制信号嵌入于发送信号中的情况。这种情况下，接收机使用嵌入的导频或控制信号以使接收机和发射机同步。在任一种情况下，接收机通过执行三个基本功能：载波恢复、定时恢复、以及信道均衡来克服系统同步的障碍。
如上所述，载波恢复处理包括对接收的射频(RF)信号进行解调的若干步骤。部分地，对近基带信号进行解调以恢复承载信息的基带信号，并去除任何残留载波相位偏移。该最后步骤通常被称为锁相。
定时恢复处理用于恢复发射机时基以及同步接收机和发射机时钟。一旦完成，这种同步允许接收机以最佳时间点对接收信号进行采样，并减少限幅误差。
信道均衡处理试图补偿传输信道内的缺陷，这些缺陷在接收信号穿越信道时改变接收信号的幅度和相位。这些缺陷一般是频率相关的、时间相关的以及动态的。因此，使用自适应均衡器滤波器系统以去除来自信道的幅度和相位失真是有益的。
存在许多锁相环(PLL)技术。本领域的技术人员理解的有限的一些示例性的方法是：边环(Costas loop)、矩形环、以及更为一般地判决导向(decision-directed)和非判决导向环。
锁相机制一般涉及三个公共元素。它们是相位误差检测/生成、相位误差处理、以及本地相位重建。由鉴相器实现的相位误差检测操作得出接收机检测的发送信号相位与接收机所导出的进入信号的相位估计之间的相位差测量。相位误差测量是接收的信号与实际发送的信号的相位之间的差异。
一般由积分器或低通环路滤波器实施的相位误差处理操作通过在一段时间或一个时间窗口上对相位误差的大小进行平均，来提取基本的相位差趋势。经过适当设计，相位误差处理操作滤去相位误差信号中的随机噪声和其他不需要的分量。为了确保稳定性，环路滤波器吸收鉴相器中固有的增益。锁相环内可以使用模拟、数字以及混合的模拟-数字相位误差检测方法。这些方法使用的组件包括但不限于：模2π鉴相器、二进制鉴相器、分相滤波器、以及最大似然载波相位估计器。
本地相位重建操作负责本地振荡器的产生和相位。本地振荡器用于用具有与近基带信号相同频率和相位的本地产生的振荡器频率对近基带信号进行解调。当被锁定时，所产生的本地振荡器信号具有与正被解调成基带的信号相同的频率和相位。可以使用模拟或数字装置实现本地振荡器。各种类型的压控晶体振荡器和数控振荡器(分别为VCXO和NCO)都可被用于再生本地载波。
在模拟电路的情况下，使用压控振荡器实现本地相位重建操作。VCXO使用经处理的相位误差信息，通过强制相位误差为零来再生进入信号的本地相位。
实际上，任何锁相机制都有一些有限的延迟，因此该机制试图预测进入的相位，然后以新的相位误差的形式测量该预测的精确性。锁相机制越快地跟踪相位偏移，该机制就越容易受随机噪声和其他缺陷的影响。在接收信号存在于强多径环境的情况中更是如此。因此，当设计同步系统时，这两种竞争效果间可作出适当的折中。
定时恢复或同步是接收机将其本地时基与发射机码元速率进行同步的处理。这允许码元周期精确的采样时间瞬间，以便使得正确确定发送的码元的值的似然性最大化。如前所述，PLL子系统并不足以恢复码元速率。相反，添加单独的码元定时恢复功能与PLL相结合以提供定时恢复。不适当的码元定时恢复是符号间干扰(ISI)的一个来源，并且严重劣化了接收机的性能。
如本领域的技术人员所理解的那样，解调器输出的正确采样直接依赖于正确的定时恢复。系统使用许多方法来完成本地时钟恢复。在第一系统中，各种类型的时钟信号被编码成位流。在第二系统中，不发送预先定义的同步码元且只发送数据，并且从接收的数据流得出锁定的本地时钟。应该注意到，因为带宽效率的要求，后一系统似乎更为普遍。
此外，关于定时恢复方法在对接收机的判决设备输出的使用方面也是可以区别的。非判决辅助方法不依赖于判决设备的输出。这种方法的例子是平方律定时恢复方法。同样，包络定时恢复是用于正交幅度调制(QAM)接收机中的一种等价的平方律定时恢复方法。
判决导向(也称为判决辅助)定时恢复使用判决设备的输出。判决导向定时恢复方法的一个例子使线性均衡器(LE)或判决反馈均衡器(DFE)与判决设备输出之间的采样时间相位上的均方误差最小。
判决设备负责将码元值分配给从解调器获得的每个采样。存在硬判决设备和软判决设备。硬判决设备的例子是判决限幅器或维特比(Viterbi)译码器。在判决导向定时恢复方法的情况下，注意确保在判决设备输出和输入采样函数之间没有过度的延迟。过度的延迟劣化了接收机的总体性能，或者在最坏的情况下，导致锁相环变得不稳定。如本领域的技术人员理解的那样，码元定时估计的质量依赖于总信噪比(SNR)以及是信号脉冲形状和信道特性的函数。
存在很多信道失真和干扰来源可能导致差的接收机性能，例如可以通过接收机设计的误码率(BER)或总的数据传送速率来测量。因素包括：噪声、AWGN、符号间干扰(ISI)和多径条件。
接收机也对具有显著多径特性的信道进行补偿。取决于信道频率响应和时变多径效应，有各种对多径现象进行分类或描述的手段。本领域的技术人员所熟知的四个公共的分类是：慢变频率非选择性衰落、快变频率非选择性衰落、慢变频率选择性衰落、快变频率选择性衰落。
一般来说，多径是发送的信号通过不同的传输路径到达接收机的结果，其中每条路径对接收机有唯一的合成传播时间。多径引起的ISI导致接收机与信道的非恒定幅度和非线性相位响应进行抗衡。第二个效应指衰落。衰落是由于与每个传播路径有关的传播延迟造成的，导致在接收机处的相长干扰和相消干扰。衰落导致SNR的劣化。
该简单的描述被进一步提炼成本领域的技术人员所熟悉的四个分类，由其实际暗示来概括。实际上，表现出慢变的、频率非选择性衰落的信道意味着所有的传播路径都在一个码元周期被接收，并且该信道均等地影响所有的信号频率分量。这被认为是最容易补偿的衰落信道现象。快变、频率非选择性衰落产生于信道在码元周期内变化的情况。快衰落很难有效地补偿。
当信道在频率域内使接收的码元失真，且并非所有的频率分量都均等地受到影响时，可把信道表征为具有慢的、频率选择性多径。结果，基带脉冲形状失真，且符号间干扰产生。最后，快变、频率选择性衰落被认为是最坏的信道类型，当接收的码元在许多码元周期上扩展且信道特性也在码元周期内变化时会出现这种情况。
如图1所示，衰落也大致被分为大规模和小规模衰落。接收机的大运动(如发生在移动应用中)导致大规模衰落，而小规模衰落是由于接收机的运动。大规模衰落也叫做对数正态(log-normal)衰落，因为其幅度有对数正态概率密度函数。根据最好地描述小规模衰落的概率分布函数(pdf)，小规模衰落通常被描述为瑞利(Rayleigh)衰落或莱斯(Ricean)衰落。此外，Nakagami-m分布也被用于表征一些多径信道条件。
许多现代数字通信系统使用自适应均衡来补偿改变信号传输信道中的条件和扰动的影响。均衡被用于去除由传输信道失真引起的符号间干扰，并且可在基带或通带信号上执行。均衡通常在载波恢复和下混频以生成基带信号之前，对近基带信号进行。如本领域的技术人员所理解的那样，在判决导向载波恢复处理中尤其如此，这要求至少部分打开的眼。
图2中显示了8-VSB，即残留边带的眼图。该眼图是在采样瞬间接收的RF信号的幅度的许多轨迹的覆盖图。许多信号轨迹的会聚构成七个“眼”，它们与接收机内的时钟脉冲的出现保持一致。在每个采样时间，解调的RF幅度假定是八个可能的级别之一。如果8-VSB信号在传输期间被破坏，这些“眼”将关闭并消失，因为RF信号在恰当的瞬间不再拥有正确的幅度。
自适应均衡器滤波器系统实际上是具有补偿信道失真的可更改的频率和相位响应的自适应数字滤波器。如本领域的技术人员理解的那样，可以采用许多架构、方法和算法来实现该功能。一个实施例中，前馈均衡器(FFE)产生提供给判决反馈均衡器(DFE)的部分均衡的信号。在该类型的典型系统中，FFE负责使由前体符号间干扰(ISI)(precursor ISI)引起的重影(ghost)最小化或消除，而DFE负责使由后体ISI(postcursor ISI)所引起的重影最小化或消除。另一个系统中，FFE减少或消除由前体和某些前体ISI引起的重影，而DFE减少或消除由后体ISI所引起的重影。
通过对信道估计和均衡的应用来减少多径引起的ISI对接收机性能的影响。信道估计的有效性与ISI的消除有直接关系。从理论上讲，理想的信道估计将提供对ISI的完全去除。然而，当存在特别恶劣的信道特性时，获得理想的信道估计就有问题的。
在多径干扰存在时改善性能的另一种方法是基于分集原则。不同的传播路径被组合使用以减轻多径衰落。这样做是可能的，因为传播路径通常不相关，意味着不可能所有的路径会同时衰落。分集概念把信道衰落机制建模成信道突发误差。因此，提供发送信息的时间上的或基于频率的冗余副本就改善了成功的数据传输的可能性。
分集技术包括时间分集和频率分集。频率分集要求在许多载波上传送相同的信息，其中相继的载波的间隔等于或超过该信息信道的相干带宽。时间分集使用在许多个(L个)不同的时隙内传输的相同的承载信息信号的许多个(L个)独立衰落版本，其中相继的时隙的间隔等于或超过该信道的相干时间。因此，基于传输路径，发送的信息的L个副本以基于传输路径的变化的时间提供给接收机。
这个概念的一种实现是瑞克接收机(Rake Receiver)。瑞克接收机利用多径现象来改善系统性能。多个基带相关器被用于个别地处理多个多径分量。然后，相关器的输出相加以增加总信号强度。
以上的描述只是可采用的、部分的、非有限的一些示例性技术，并不意图以任何方式表示对本发明的限制。
尽管在本领域当前情况下可以使用很多技术，然而在存在强多径环境时，接收机表现出显著的性能劣化。这在陆地数字广播系统的情况下是尤为正确的。特别是，本领域的当前情况下，使用均衡器的接收机一般使用相减法以去除干扰的多径信号。这在变化的多径衰落环境下有显著的缺点。特别是，这些接收机系统试图识别并锁定通过给定的传输路径或信道进入的单个最强的接收信号。这是在均衡器启动时通过在FFE的中心点建立单位大小的抽头来实现的。一旦接收，就从接收进的总信号中减除与其他传输路径相对应的信号。这就有效地从接收处理中去除了所有的分集(如果该系统中使用分集)。同样，当最初的多径信号的强度衰落或出现新的更强的信号时，接收机可能失锁。这就在接收机引入显著的载波相位偏移。因此，变化的多径条件通常需要接收机重新获得载波锁定，这就导致对接收机处的用户来说，可能会有显著的信息流的破坏。
发明概述
根据本发明的一方面，一种从耦合到采样设备的均衡器生成的值控制该采样设备的采样频率和采样相位的方法，所述方法包括生成由均衡器导出的值的复数表示的步骤，和生成来自该均衡器的输出的判决表示的步骤。将该复数表示与该判决表示相关以获得采样误差估计。使用该采样误差估计来调整采样设备的采样频率和采样相位。
根据本发明的另一方面，一种用于从耦合到采样设备的均衡器生成的值控制该采样设备的采样频率和采样相位的判决导向控制设备，包括生成由均衡器导出的值的复数表示的装置，和生成来自该均衡器的输出的判决表示的装置。该判决导向控制设备还包括用于将该判决表示与该复数表示相关以获得采样误差估计的装置，和用于使用该采样误差估计调整采样设备的采样频率和采样相位的装置。
根据本发明的又一个方面，提供了一种用于从耦合到采样设备的均衡器生成的值控制该采样设备的采样频率和采样相位的计算机可读介质，所述介质包括用于实现多个例程的程序。第一例程生成由均衡器导出的值的复数表示，而第二例程生成来自该均衡器的输出的判决表示。第三例程将该判决表示与该复数表示相关以获得采样误差估计，而第四例程使用该采样误差估计调整采样设备的采样频率和采样相位。
通过考虑以下的详细描述，本发明的其他方面和优点会变得显而易见。
附图说明
图1是显示小规模和大规模衰落随时间的关系的图表；
图2是显示8-VSB调制的开放眼图的图表；
图3是根据本发明的高级数字接收机的示意性框图。
图4是显示数据段和帧同步结构的ATSC基带成帧编码段格式的示意图；
图5是图3中的高级数字接收机中使用的均衡器的一个实施例的示意图；
图6是基于信道延迟估计单元(CDEU)的段同步的一个实施例的框图；
图7是显示出相对于传输信道中检测出的重影的虚中心的相对位置的示意图；
图8是显示传输信道中检测出的重影的相对位置的示意图；
图9是ATSC段同步相关器的一个实施例的框图；
图10是“漏”积分器的一个实施例的框图；
图11是质心估计器的一个实施例的框图；
图12是说明CDEU的操作的流程图；
图13是基于CDEU的段同步的另一实施例的框图；
图14是基于CDEU的帧同步的实施例的框图；
图15显示相对于窗函数的传输信道中的重影信号的位置；
图16是说明CDEU的又一实施例的操作的流程图；
图17显示相对于窗函数的传输信道中的重影信号的位置；
图18是基于CDEU的帧同步的另一实施例的框图；
图19A-19D显示虚信道的虚中心、FFE输出(ZOUT)以及FFE和DFE抽头和系数之间的关系；
图20A和20B显示虚信道的虚中心、FFE输出(ZOUT)以及FFE和DFE抽头之间的关系；
图21是说明图3的系统20用于产生重叠的均衡器结构或无固定中心抽头的均衡器的操作的流程图；
图22是具有相位跟踪器的重叠的均衡器的实施例的框图；
图23是具有相位跟踪器的重叠的均衡器的实施例的框图；
图24是具有相位跟踪器的重叠的均衡器的实施例的框图；
图25是具有相位跟踪器的重叠的均衡器的实施例的框图；
图26是具有相位跟踪器的重叠的均衡器的实施例的框图；
图27是具有相位跟踪器的重叠的均衡器的实施例的框图；
图28是具有相位跟踪器的重叠的均衡器的实施例的框图；
图29是使用重叠的均衡器的同步和解调反馈系统的实施例的框图；
图30是说明图29的系统900的另一个实施例的操作的流程图，用于控制重叠的均衡器优化过程的操作以及同步并解调控制反馈环；
图31是使用重叠的均衡器的同步和解调反馈系统的又一实施例的框图；
图32是在组合的解调和同步反馈环内的重叠的均衡器的实施例的框图；
图33是在组合的解调和同步反馈环内的重叠的均衡器的实施例的框图；
图34是在组合的解调和同步反馈环内的重叠的均衡器的实施例的框图；
图35是在组合的解调和同步反馈环内的重叠的均衡器的实施例的框图；
图36A和36B分别显示定时偏移后置滤波器和载波偏移后置滤波器的品质特性；
图37是用于控制数字接收机系统中的VCXO的字段/帧同步相关定向控制系统的实施例的框图；
图38A-38C显示对信道中的重影信号的位置的相关加权函数的关系；
图39是相关定向同步反馈系统的实施例的框图；
图40是描述相关定向同步反馈环系统的实施例的操作的流程图；
图41是基于相关定向控制信号产生段同步的系统的实施例的框图；
图42是描述用于基于相关定向控制信号产生段同步的系统的实施例的操作的流程图；
图43是基于相关定向载波反馈环的段同步的实施例的框图；
图44是信道延迟定向同步反馈环的实施例的框图。
较佳实施例的详述
为了促进对本发明的原理的理解，现在将参考附图中说明的实施例，并且将用明确的语言来描述。尽管如此，仍应该理解这并不意图限制本发明的范围。所描述的实施例的任何改变和进一步的修改，以及这里描述的本发明的原理的任何进一步的应用，对于本发明所涉及的领域的技术人员来说都是可正常想到的。
图3中说明的本系统的一个方面是在恶劣的多径环境中接收调制信号时，具有显著改善的稳定性和性能的数字接收机系统。这种新的数字接收机中包含的技术、设备以及系统可适合于各种调制格式，包括但不限于：QAM、偏移QAM以及VSB。作为例示，所感兴趣的一个非限定的示例性的传输标准是为美国的HDTV广播而采用的ATSC标准。ATSC传输标准使用具有抑制载波频率的导频信号的抑制载波8-VSB信号，用于实现VSB接收机内的载波锁定。如图4所示，ATSC数据传输格式包含每帧两个字段。每个字段有313个由832个多级码元组成的段。每个段有四个码元段同步字符，其后跟随828个码元的有效载荷。每个字段的第一段包含字段同步段，而剩下的段用于传输数据分组。字段同步由预先确定的511码元伪随机数(PN)序列和三个预先确定的63码元长的(PN)序列来表征。中间的63码元长的(PN)序列在每个相继的字段内被反转。VSB模式控制信号(在VSB构象(constellation)大小内定义)紧跟着最后的63PN序列，之后是92个保留的码元和从前一字段复制的12个码元。本领域的技术人员将理解，无需过度的实验，本发明可适合于其他传输标准。
本发明的一个实施例是图3所示的系统20。系统20接收并处理ATSC广播信号，且包括模拟前端接收机30、同步40、数字解调器42、奈奎斯特(Nyquist)根滤波器(NRF)44、均衡器46、前向纠错(FEC)48、非相干控制(NCC)50、判决导向控制(DDC)52和控制系统54。系统20的进一步的实施例在系统20内的各个点还检测段同步、字段/帧同步的存在，以及信噪比(SNR)。作为例示，系统20的一些实施例确定接收的数据的SNR。其他的实施例基于接收的同步信号确定接收信号的SNR。某些其他的实施例基于数据差错率来量化均衡器的性能。类似地，系统20的其他元件也使用数据差错率来量化其性能。如在美国专利第6829297中所描述的那样，还有一些其他实施例还使用均衡器内的网格译码器所导出的性能度量(metrics)。
系统20的一些实施例还在均衡器46的其中一个输出中检测帧同步或字段同步信号。系统20的其他实施例确定同步40或数字解调器42是否被锁定在接收信号。
控制系统54(未显示)连接到系统20的各个元件，并且一般控制系统20的功能。作为例示，在一些实施例中，控制系统54监视系统启动、操作模式选择、以及均衡器系数的自适应。如后面所述，控制系统54接收信道延迟估计84(CDE)、均衡器输出88和自适应码元判决94。控制系统54还接收信号段同步96、字段/帧同步98、SNR100、VCXO锁定102、以及NCO锁定104。段同步96是指示在均衡器46想要的输出处或系统20的其他元件处检测到有效的段同步的信号。字段/帧同步98是指示在均衡器46想要的输出处或系统20的其他元件处检测到有效的字段/帧同步的信号。类似地，SNR 100是在均衡器46想要的输出处接收信号的估计的SNR。VCXO锁定102是指示同步40已被锁定到进入信号的时基的信号。最后，NCO锁定104是指示数字解调器42被锁定到进入的载波的信号。
模拟前端接收机30的输入连接到天线或接收广播信号的其他信号源。模拟前端接收机30调谐到想要的RF广播信号、提供自动增益控制(AGC)和信号放大、并把接收的信号转换为要用于解调处理的中频(IF)。模拟前端接收机30可包括RF调谐电路、IF电路、以及在存在噪声时优化接收信号的自动增益控制电路。模拟前端接收机30还把接收的信号下变频为近基带信号。作为例示，接收的ATSC标准中所采用的近基带载波抑制8-VSB信号的IF通带信号大致以5.38MHz为中心。
根据本发明，同步40是整个定时恢复功能的一部分，该功能负责对进入的信号进行采样，并把系统20与进入信号的时基同步。同步40从模拟前端接收机30接收模拟近基带信号60，并产生数字化的近基带信号62。同步40还从判决导向控制52接收判决导向同步反馈信号66，以及从非相干控制54接收非相干同步反馈信号64。
在本发明的一些实施例中，同步40包括A/D转换器(未显示)，它基于受控反馈VCXO产生的采样时钟对进入的模拟近基带信号60进行采样以产生数字的近基带信号60。控制系统54控制同步40以选择判决导向同步反馈信号或非相干同步反馈信号64，来控制A/D采样时钟的相位和频率。在其他实施例中，同步40还接收相关导向控制反馈信号(未显示)。选择的反馈信号被滤波以产生控制VCXO输出频率和相位的控制信号。
作为例示，在某些实施例中，控制系统54最初将同步40配置成使用非相干同步反馈信号64来控制VCXO操作。同步40基于受控反馈VCXO采样时钟对模拟的近基带信号60进行采样。系统20至少部分收敛后，控制系统54有选择地将同步40配置成以使用判决导向同步反馈信号66来控制VCXO操作。作为例示，适合于ATSC系统的同步40的一些实施例包括以大约21.52MHz速率驱动A/D采样的VCXO，该速率是ATSC系统中接收信号的码元速率的两倍。VCXO已经锁定在接收信号的时基后，控制系统54从VCXO锁定102中接收正的指示。将理解到，本领域的技术人员可使用许多技术来确定VCXO是否被锁定在进入的信号。
在其他实施例中，同步40对固定采样速率A/D的输出进行重新采样。作为例示，A/D以固定速率对进入的信号采样。采样速率转换器对数字化的近基带信号重新采样，以导出与进入的码元速率同步的想要的输出采样速率。与以上讨论的类似，控制系统54基于系统20的操作状态，使用非相干同步反馈信号64或判决导向同步反馈信号66选择性地控制重新采样处理。
数字解调器42是系统20的整个载波跟踪和恢复功能的一部分，并把同步40的近基带输出解调至基带。如图3所示，数字解调器42从同步40接收数字化的近基带信号62、从判决导向控制52接收判决导向载波跟踪反馈信号、以及从非相干控制50接收非相干载波跟踪反馈信号72。尽管并未显示，但是数字解调器42的其他实施例还接收相关导向控制反馈信号。根据一个实施例，数字解调器42数字化地把近基带信号62下调制成有同相分量信号68和正交分量信号70的二次过采样复合基带输出。在后面会讨论的滤波步骤之前，同相分量信号68和正交分量信号70有负的和正的频率分量。数字解调器42的输出由奈奎斯特根滤波器44进行低通过滤，以去除带外信号。
如后面将阐释的那样，控制系统54选择性地控制支配数字解调器42的操作的反馈信号。在最初的系统启动期间，数字解调器42的操作由来自NCC 50的非相干载波跟踪反馈信号控制。NCC 50跟踪接收的载波频率并控制由数字解调器的NCO部分产生的下混频频率。系统20至少部分收敛后，控制系统54配置数字解调器42以使用判决导向控制反馈环信号来提供改善的载波跟踪，并控制下转换过程。在数字解调操作的某些想要的点上，NCO锁定104指示控制系统54NCO被锁定在接收信号的载波。
在本发明的一些实施例中，仅同相分量信号68由均衡器46使用来降低系统的复杂性。可选地，本发明的其他实施例结合系统20的均衡器46内结合的微小间隔的FFE来使用过采样的基带信号。
解调器42提供同相分量信号68和正交分量信号70作为NRF 44和NCC 50的输入。NRF 44从已解调的信号中过滤出高频分量，以产生经滤波的同相基带信号(IF)76和经滤波的正交基带信号(QF)，作为均衡器46的输出。在一些实施例中，NRF 44是有5.38MHz双边带带宽和11％的频率响应下降的低通滤波器。
如在结合于此的发明人的共同待决的申请：美国申请序列号第10/408,053，名称为“Carrier Recovery for DTV Receivers”以及美国申请序列号第10/407,634，名称为“System and Method for Symbol Clock Recovery”中所描述的那样，NCC 50使用关于上奈奎斯特斜率(upper Nyquist slope)和下奈奎斯特斜率(lower Nyquist slope)的导频信号和冗余信息，以导出非相干载波跟踪反馈信号和非相干码元定时同步信号。如较早所提及的那样，NCC 50提供非相干载波跟踪反馈信号72作为数字解调器42的输入，以及提供非相干同步反馈信号64作为同步40的输入。
如图3所示，均衡器46从NRF 44接收基带分量信号IF76和QF78。在一些实施例中，均衡器46使用IF76和QF78。在其他实施例中，均衡器46只使用IF76，也称为解调信号的有功分量。
均衡器46的一些实施例使用前馈技术建立并更新系数，而其他的实施例使用反馈技术，如LMS拟合。某些实施例估计信道延迟作为该过程的一部分。均衡器46向控制系统54提供CDE 84。然后，控制系统54通过LMS算法控制均衡器系数自适应过程，以导出通过方便地组合多个接收的重影信号来创建稳定的接收信号的虚信道。
在其他实施例中，均衡器46包括结合在均衡器结构中的网格译码器。在一些实施例中，网格译码器的输出被用于更新均衡器DFE中的数据采样或指示在进行的基础上的均衡器系数自适应过程。在其他实施例中，中间的网格译码器级输出被用于控制均衡器。又一些其他实施例，如美国专利申请第10/407,610，名称为“Transposed Structure for Decision Feedback EqualizerCombined with Trellis Decoder”中所示，包括组合的DFE-网格译码器结构。还有一些实施例，如美国专利申请第09/884,256中所示，来自网格译码器的中间阶段的输出通过映射耦合到DFE的某些阶段的输入。
如这里所述，均衡器46包括用于估计传输信道的信道延迟的技术，承载信息的信号是通过该传输信道发送的。均衡器46向控制系统54提供CDE 84，后者结合其他均衡器自适应技术使用来推导出均衡器46的抽头系数。控制系统54使用CDE 84相对于信道来调准均衡器。从对信道脉冲响应(CIR)的估计中导出CDE 84。一些实施例通过使同步信号到达相关来估计CIR。某些实施例使用字段/帧同步信号。其他实施例使用段同步信号。还有一些其他实施例使用段同步和帧同步两者，以训练均衡器46的系数。此外，其他实施例通过使接收信号内的其他信号相关来估计CIR。
均衡器46的一些实施例没有中心抽头或基准抽头。当多径重影显著减弱主接收信号时，这有利地使均衡器能保持稳定。其他实施例包括带有虚中心输出的重叠均衡器。在重叠均衡器中，均衡器46的FFE和DFE部分中包含的一些采样是时间相关的。重叠均衡器结构允许虚中心被关键性地放置在均衡器内，以使噪声的影响最小并改善总的性能。此外，均衡器46的一些实施例还包括判决导向相位跟踪器，以去除数字解调器42未消除的任何残留相位噪声。这些实施例的某一些还包括用于将判决导向载波跟踪反馈信号74的操作链接到判决导向相位跟踪器的操作的技术。
如图3所示，在系统20的一些实施例中，均衡器46向判决导向控制52提供同步码元判决86和相应的经均衡的数据信号88。如这里所述，经均衡的数据信号88是提供给均衡器的判决设备(未显示)的数据信号。同步码元判决86是由均衡器内的判决设备产生的值。一些实施例中，同步码元判决86是判决限幅器的输出。在其他实施例中，同步码元判决86是来自网格译码器的所选择的级的输出。在本发明的某些实施例中，均衡器46向判决导向控制52提供对应于同步码元判决86的中间经均衡的信号90。如后所述，在一些实施例中，中间经均衡的信号90来自FFE的输出。在其他实施例中，中间经均衡的信号90是经相位校正的FFE输出。
一些实施例中，自适应码元判决94是已知的训练信号，如产生的同步信号。在其他实施例中，自适应码元判决94是均衡器46的判决限幅器的输出。在某些实施例中，自适应码元判决94是均衡器46的网格译码器或网格译码器的中间级或其他级的输出。又一些实施例中，自适应码元判决94依赖于系统20或均衡器46的操作状态。
判决导向控制52产生判决导向载波跟踪反馈信号74和判决导向同步反馈信号66。判决导向载波跟踪反馈信号74是对某一接收码元的判决加权的载波跟踪误差估计。类似地，判决导向同步反馈信号66表示对接收码元的判决加权的定时误差估计。
FEC 48的输入接收均衡器46的FEC码元判决80。FEC执行若干后信号处理步骤，以校正接收数据内包含的误差。作为例示，FEC 48执行帧同步、数据去交织、以及Reed-Solomon前向纠错。
均衡器46的一个实施例，如图5中例示的均衡器200，它接收经滤波的同相基带信号(IF)76和经滤波的正交基带信号(QF)作为输入，并提供FEC码元判决80、同步码元判决86、经均衡的数据信号88、中间经均衡的信号90、以及自适应码元判决94作为输出。如这里所述，均衡器200的一些实施例不处理QF。
均衡器200还包括前馈均衡器(FFE)210、加法器212、判决设备214、DFE 216和控制系统54。如图5所示，均衡器200的一些实施例中，FFE 210接收经滤波的同相基带信号76作为输入。尽管为了简化起见，图5并未显示，但FFE 210的一些实施例也接收QF。FFE 210的输出向加法器212的第一输入提供中间经均衡的信号90。DFE 216的输出提供加法器212的第二输入。加法器212的输出是经均衡的信号88，它作为判决设备214的输入。尽管未显示，控制系统54连接到均衡器200的各种元件，控制均衡器200的操作，并调整FFE 210和FFE 216的系数。FFE是本领域已知的一类滤波器，它包括前馈滤波器(FFF)和有限脉冲响应(FIR)滤波器，并且对本领域的普通技术人员来说，很明显可以使用FFF或FIR滤波器作为这里使用的FFE的适当替代。
如图5所述，判决设备214提供各种输出，包括FEC码元判决80、同步码元判决86、均衡器反馈码元输出92、以及自适应码元判决94。均衡器反馈码元输出92是提供给DFE 216的判决设备输出。FEC码元判决80是均衡器200提供给FEC 48的最后输出，而同步码元判决86提供给判决导向控制52(见图3)。在一些实施例中，同步码元判决86是判决限幅器电路的输出。在其他实施例中，从网格或维特比译码器的输出或所选择的级获得同步码元判决86。在又一些其他实施例中，依据均衡器200的操作状态，选择性地从判决限幅器电路或网格译码器的输出或级中获得同步码元判决86。在这里描述的实施例中，同步码元判决86可分别向载波跟踪和同步反馈环提供不同的输出。
在一些实施例中，从判决限幅器电路获得均衡器反馈码元输出92。在其他实施例中，从网格或维特比译码器的输出或所选择的级获得均衡器反馈码元输出92。在又一些其他实施例中，当DFE内的值被校正时，均衡器反馈码元输出92对其进行更新。或者，依据系统操作状态，控制系统54选择性地为均衡器反馈码元输出92选取数据源。
控制系统54使用自适应码元判决94来调整均衡器200的系数。类似于同步码元判决86，在一些实施例中，自适应码元判决94是判决限幅器电路的输出。在其他实施例中，从网格译码器的输出或所选择的级中获得自适应码元判决94。在又一些其他实施例中，自适应码元判决94是训练码元。在还有一些其他实施例中，根据均衡器200的操作状态，选择性地从判决设备判决限幅器电路、中间网格译码器级、或者网格译码器输出中获得自适应码元判决94。
在某些实施例中，FEC码元判决80、同步码元判决86、均衡器反馈码元输出92、以及自适应码元判决94是来自判决设备214的判决限幅器输出的相同信号。在某些其他的实施例中，FEC码元判决80、同步码元判决86、均衡器反馈码元输出92、以及自适应码元判决94的功能不同，并且如上所述，是从判决设备216的不同级中获得的。
作为非限定的例子，在本发明的一些实施例中，判决设备214是网格译码器，并且选择性地控制各个输出的源。作为例示，可以选择性地从网格译码器中的想要的部分中获得同步码元判决86。在第一实例中，控制系统54选择性地将同步码元判决86控制为判决设备216的判决限幅器输出。在第二实例中，控制系统54选择性地将同步码元判决86控制为来自判决设备216的网格译码器的部分或全部纠错的码元。
如图5所示，DFE 216接收均衡器反馈码元输出92作为输入。在某些实施例中，例如，当判决设备214包括网格译码器时，选择性地控制反馈码元输出92。作为例示，在本发明的某些实施例中，均衡器反馈码元输出92可以是网格译码器的判决限幅器部分的输出。当均衡器系数被调整成去除一部分传输信道失真时，控制系统54可以选择性地从网格译码器的经校正的码元中更新DFE216的值。在某些其他的实施例中，如发明人共同待决的美国申请第10/407,610号，名称为“Transposed Structure for a Decision Feedback EqualizerCombined with Trellis Decoder”中所述，判决设备214从网格译码器的跟踪存储内容之一向DFE 216提供经纠错的码元输出。在又一些其他实施例中，如发明人共同待决的美国申请第09/884,256号，名称为“Combined TrellisDecoder and Decision Feedback Equalizer”中所述，网格译码器的各级的输出被用于导出对DFE的各级的至少一部分的输入。
在图5所示的系统中，控制系统54连接到FFE 210、判决设备214、DFE 216和CDEU 230(尽管为了简化起见，并未显示所有的连接)。此外，控制系统54接收CDE 84、经均衡的数据信号88、自适应码元判决94、来自段同步检测器(未显示)的段同步信号96，来自字段/帧同步检测器218的字段/帧同步信号98，以及SNR信号100。
控制系统54尤其初始化并控制均衡器200、时钟产生、以及系统20的初始化和操作的各级和各个部分。如此后所述，控制系统54还导出或调整均衡器200的滤波器系数，以消除前重影和后重影信号的影响。
均衡器200还包括CDEU 230，它包括用于估计传输信道的CIR的技术，CIR随后被用于估计该传输信道的信道延迟。在一些实施例中，CDEU 230接收经过滤的同相基带信号IF76和经过滤的正交基带信号QF78作为输入，并提供从CIR的估计中导出的CDE 84作为对控制系统54的输出。在某些其他实施例中，CDEU230不使用经过滤的正交基带信号78。在又一些其他实施例中，FFE 210接收IF和QF。如本领域的技术人员能理解的那样，对IF操作的均衡器200的表示是为了解释的简化的目的，而非限制。
如此后所述，CDEU 230向控制系统54提供表示在FFE 210的输入端的合成延迟的CDE 84。如下面所述，该合成延迟反应了与信道中存在的重影信号相关的延迟。基于CDE 84，控制系统54使用这里描述的任一技术确定均衡器200的输出端的段同步和帧同步信号的时间位置。基于经均衡的数据信号88和自适应码元判决94之间的差异，控制系统54调整FFE 210和DFE 216的系数。一些实施例包括向控制系统54提供(由字段/帧同步检测器218)检测到字段/帧同步信号98的指示的可选的段同步信号96和字段/帧同步信号98。最后，SNR信号100向控制系统54提供在均衡器46的输出端的经均衡的信号的相对信噪比和/或数据差错率的指示。
图6显示了CDEU 230的一个实施例，即CDEU 230A，它通过检测一个段周期内在FFE 210的输入端接收到的各种重影信号的段同步序列的相关强度和相对延迟，来估计信道的信道延迟。如下面更详细描述的那样，CDEU 230A将一个段周期内给定码元时间的接收信号与已知的段同步序列相关。这种相关强度表示传输信道的CIR的估计。然后，在段周期序列上对每个码元时间对相关强度进行时间滤波。如将要结合图7所述的那样，然后，CDEU 230A通过计算一数据段周期内经时间滤波的相关强度相对于本地时基的质心，导出CDE 84。尽管用特定的硬件和软件划分描述了CDEU 230的特定实施例，但这是作为例子并非限制。能够理解到，其他划分和配置被认为是本领域的技术人员能正常想到的。
作为图7中说明的第一非限定的例子，系统20接收通过信道传输的ATSC信号。接收的信号包括第一重影G1和第二重影G2。G1和G2的到达之间的相对延迟是一段周期内每个重影的段同步序列在接收机的到达的估计的延迟。每个重影的强度或大小是从在段周期内特定码元时隙到达的段同步序列的相关强度估计的。作为例示，G1和G2在832码元时钟段周期内分别位于码元时间128和512。如所示，G1的段同步序列的相关性是与G2相关的段同步序列的相关性大小的60％。使用加权平均值或质心计算，信道的CDE被估计为对应于码元时间368。
在图8所示的又一个例子中，图7的信道还包括分别位于数据段码元时间64、256和768的重影信号G3、G4和G5。在本发明的一些实施例中，当计算CDE时，也考虑G3、G4和G5。在其他实施例中，使用滤出对这种较小的重影信号的考虑的阈值函数。
返回到图6，CDEU 230A适合于在陆地ATSC广播系统的传输信道中存在重影信号的情况下进行操作。CDEU 230A包括相关器310、积分器312、相关缓冲器314、码元计数器316、段计数器318、控制器320、存储器330。以及质心估计器340。CDEU 230A接收经滤波的同相基带信号IF76作为相关器310的输入。积分器312接收相关器310的输出，并将其输出提供给相关缓冲器314。
类似地，质心估计器340通过接口342接收相关缓冲器314的输出。在所例示的实施例中，接口342是单向的，且质心估计器340只能读取相关缓冲器314的内容。在其他实施例中，接口342是双向的，且质心估计器可读写相关缓冲器314的内容。
在一些实施例中，码元计数器316是模计数器，它接收来自码元时钟(未显示)的输入，并导出对应于数据段周期内接收的码元数量的码元计数输出(SC)。码元时钟每个码元时间提供时钟沿。作为例示，ATSC系统段周期由832个码元时间组成。因此，适合于ATSC系统的码元计数器的一个实施例是输出值从0到831的模832计数器。码元计数输出每个码元时间都递增；然而，它并没有必要与段同步对齐。此外，码元计数器316的一些实施例包括每832个码元时间就声明一次的段指示器输出(SI)。段指示器输出相对于码元计数器316计数的第一码元被定时。
段计数器318的一个实施例接收码元计数器316的段指示器输出SI。段计数器318对码元计数器产生的段指示的数量计数，并提供对应于一帧时间内接收的段指示的数量段计数SEGCNT。在又一些其他实施例中，段计数器318是对应于ATSC传输中每数据字段313个段的模313计数器。在替代性的实施例中，段计数器318接收来自码元时钟的输入并按每832个码元时间递增。
控制器320包括可操作地连接到控制系统54、用于与均衡器200(见图5)的其他元件进行通信的第一控制接口，且进一步可包括用于与CDEU 230A的其他元件(包括相关器310、积分器312、相关缓冲器314、码元计数器316、段计数器318、存储器330以及质心估计器340)进行通信的第二控制接口。第二控制接口把存储器和缓冲器复位为零并控制CDEU 230A的各个元件，包括但不限于：读写配置寄存器、控制复位信号、控制对存储器和寄存器单元的访问、各种设备的缓冲器管理、以及本领域的技术人员可以想到的其他控制和技术。控制器320还分别从码元计数器316和段计数器318接收信号SC和SEGCNT。
如在图6中进一步所示，CDEU 230A的一些实施例连接控制器320和相关缓冲器314。相关缓冲器314具有对应于数据段周期内的码元时间的数量的存储器单元，这里表示为阵列M(i)，其中i是阵列的索引。i的最大值对应于数据段内包含的码元时间的数量。尽管并未显示，由控制器320向相关缓冲器314提供索引变量i。如这里阐释的那样，在一些实例中，索引变量i有与码元计数器316提供的SC相同的值。然而，在其他实例中，由控制器210提供索引变量i以计算CDE 84。
作为例示，适合于ATSC标准的本发明的一个实施例包括相关缓冲器314，它具有对应于每数据段832个码元的832个存储器单元。如本领域的技术人员会理解到的那样，在某些实施例中，控制器320专门地控制相关缓冲器314的操作。其他实施例允许积分器312、控制器320和质心估计器340访问相关缓冲器314。如本领域的技术人员可想到的各种技术、接口、缓冲器管理技术、存储器组织和类型用于各种实施例中，并且这里所有的例示都是作为例子而不意图作为限制。
控制器320还连接到存储器330和质心估计器340。CDEU 230A的其他实施例允许控制系统54访问存储器330。如图6所示，存储器330的一个实施例包括CDE寄存器332、质心估计器(CENT)寄存器334、核心(coring)阈值寄存器336、以及段计数寄存器338。如此后将详细描述的那样，CDE寄存器332保持与在FFE 210的输入端测量的信道延迟相关的当前估计的延迟。CENT寄存器334包含由质心估计器340产生的对应于CDE寄存器332内存储的值的质心估计。如此后所述，核心阈值寄存器336包含用于滤出或最小化错误的段同步检测的核心阈值变量。最后，段计数寄存器338的内容是段数量N，在这N个段上，CDEU 230A对由相关器310产生的相关值进行积分，以对段周期内的每个码元时间产生一组经时间滤波的段同步相关值。在一些替代性的实施例中，核心阈值的值和N是静态的。
在功能上，相关器310接收四个最近接收的IF76的值并把其与已知的段同步序列相关，以产生码元相关值SCV(i)。作为例示，在一些实施例中，SCV(i)是对数据段内的第i个码元时间的码元相关值，且对应于码元计数316和相关缓冲器314内第i个阵列位置M(i)。如图9所示，相关器310的一个实施例是为ATSC系统设计的，且包括加法器350和延迟线360。延迟线360有第一、第二、第三和第四延迟元件(未显示)，其中第一延迟元件接收IF76作为输入，并有第一延迟输出362。第二延迟元件接收第一延迟输出362并提供第二延迟输出364。第三延迟元件接收第二延迟输出364并向第四延迟元件提供第三延迟输出366，第四延迟元件提供第四延迟输出368。第一、第二、第三和第四延迟元件的输出对应于最近接收的IF的四个值，分别表示为IF3、IF2、IF1和IF0。加法器350从输入IF3、IF2、IF1和IF0中产生输出SCV(i)。加法器350在码元时间i的输出为SCV(i)＝IF3-IF2-IF1+IF0。如本领域的技术人员会理解的那样，段同步序列的相对短的长度，即四个码元时间，经常导致有噪声的相关SCV(i)。作为例示，通过相关器310(见图6)的数据将以导致最大相关输出值的方式调准自己。在若干段周期上对SCV(i)的值求积分，将最终平衡这些有噪声的相关值。
在一个实施例中，积分器312是理想的积分器。在积分器312的另一个实施例中，图10中所示的积分器312A是“漏”积分器且包括数据输入缓冲器370、存储器输入缓冲器372、标量374、加法器376以及输出缓冲器378。积分器312A在数据输入缓冲器370从相关器310(见图9)接收对应于码元计数器316的SC的SCV(i)。INT(i)是通过在时间上对SCV(i)的值求积分而获得的SCV(i)的时间平均值，并存储在相关缓冲器314的阵列M(i)中。积分器312A在存储器输入缓冲器372接收先前计算出的积分值，为了清楚起见表示为INTOLD(i)且处也对应于的码元计数器316的码元计数。应该理解，SCV(i)和INTOLD(i)对应于数据段周期内的相同的码元时间。存储器输入缓冲器372向标量374提供INTOLD(i)。标量374用想要的标量S乘以INTOLD(i)并向加法器376提供乘积。加法器376还接收数据输入缓冲器370的输出并向输出缓冲器378提供和INTNEW(i)＝SCV(i)+(S×INTOLD(i))。输出缓冲器378向相关缓冲器314提供INTNEW(i)，相关缓冲器314将INTNEW(i)存储在M(i)中。
在积分器312A是理想的积分器的一些实施例中，标量值是单位值(S＝1)。在那些具有漏积分器的实施例中，该标量值小于1。作为例示，本发明的一个实施例使用S＝255/256。在若干段周期内求SCV(i)的值的积分滤出了相关器310内接收数据中的噪声。
如图11所示，质心估计器340的至少一个实施例包括滤波器380、阈值寄存器382、乘法器384、减法器386、PCDE寄存器388和积分器390。控制器320(见图6)对阈值寄存器382和PCDE寄存器388读写参数。如以下所述，积分器390向控制器320提供质心误差估计344。在一些实施例中，控制器320将变量threshold(阈值)从核心阈值寄存器336(见图6)写入到阈值寄存器382中。在其他实施例中，阈值寄存器382等价于核心阈值寄存器336。PCDE寄存器388包含评价中建议的信道延迟估计(PCDE)。在本发明的一些实施例中，PCDE寄存器388是CDE寄存器332(见图6)的等价物。
控制器320(图6)向图11的质心估计器340提供索引变量i，且质心估计器340还在滤波器380的第一输入342接收来自相关缓冲器314的INT(i)。滤波器380还包括从阈值寄存器382接收变量threshold的第二输入，并将输出提供给乘法器384的第一输入。PCDE寄存器388向减法器386的正输入提供变量PCDE。减法器386的负输入从控制器320接收索引变量i。减法器386的输出是用于计算对应于INT(i)的“时刻”(数学意义上)的与PCDE的间隔。提供减法器386的输出作为乘法器384的第二输入，乘法器提供其乘积给积分器390的输入。
如以下所述，控制器320搜索使这里表示为CCE(PCDE)的量度的绝对大小最小的PCDE的值。本发明的其他实施例寻找CCE(PCDE)的符号中的变化，以选择CDE而无需考虑CDE的绝对大小。滤波器380对存储在相关缓冲器314的INT(i)值的绝对值执行滤波器函数F(INT(i)，threshold)。作为例示，在一些实施例中，滤波器380取INT(i)的绝对值并将其与threshold比较。对|INT(i)|＜threshold的那些值来说，滤波器380的输出为F(INT(i)，threshold)＝0；对于|INT(i)|＞threshold，滤波器380的输出为F(INT(i)，threshold)＝|INT(i)|。
在其他实施例中，滤波器380把INT(i)的平方值与threshold进行比较，使得如果INT(i)2≥threshold，则滤波器380的输出等于INT(i)2，否则输出等于0。在又一些其他实施例中，对|INT(i)|22＞threshold，滤波器380的输出为F(INT(i)，threshold)＝|INT(i)|2。否则，对|INT(i)|2≤threshold，滤波器380的输出为F(INT(i)，threshold)＝0。
减法器386导出采样间隔差异(PCDE-i)，它表示建议的CDE的位置和对应于INT(i)的第i个采样之间的延迟或采样数。乘法器384把采样间隔差异信号与滤波器380的输出相乘。乘法器的乘积向积分器390提供输入，积分器执行以下求和：
