零电压开关PWM组合型三电平直流变换器

摘要

一种零电压开关PWM组合型三电平直流变换器，属于直流变换器。该直流变换器由输入分压电容电路(1)、半桥三电平变换器(2)、全桥变换器(3)、隔离变压器(4)、整流及滤波电路(5)组成，其特点是由半桥三电平变换器和全桥变换器组合而成，开关管的电压应力为输入电压的一半；输出整流电压波形中高频分量小，减小了输出滤波电感；实现了开关管的零电压开关，并降低了副边整流管的电压应力。其特点还在于在原半桥三电平变换器和全桥变换器中分别引入变压器超前型和变压器滞后型箝位电路。保留了原变换器的优点外，利用谐振电感扩大了开关管实现零电压开关的负载范围，利用箝位二极管消除了副边整流管上的电压尖峰和振荡，进一步降低了整流管的电压应力。

说明书

一、技术领域

本发明的零电压开关PWM组合型三电平直流变换器与其改进型变换器，属电能变换装置的直流变换器。

二、背景技术

近年来随着对电力电子技术的深入研究，人们对使用市电的功率变换装置的用电质量提出了越来越严格的要求。国际电工委员会已经制定了标准IEC61000-3-2，对谐波含量进行限制。这样电气装置就有必要采用功率因数校正技术。中、大功率的高频开关电源一般为三相380VAC±20％输入，整流后的直流母线电压最高将会达到640V左右；如果采用三相功率因数技术，直流母线电压通常会达到760-800V，甚至会高达上千伏，这就使得后级直流变换器中开关管的电压应力大大增加，给器件的选取带来了困难。

三电平变换器是通过增加开关管的数量来降低变换器中开关管的电压应力，使之适用于输入电压高的场合。半桥三电平变换器是最早提出的隔离型三电平变换器之一，它具有电路结构简单，可以实现软开关，开关频率恒定等优点，因而得到广泛应用。但在输入电压高而且范围很宽的场合，如船舶配电系统中的直流电源和电力机车中的直流电源，其输入电压高达上千伏，且通常是两倍的电压变化范围，如果在这些场合下采用半桥三电平变换器，其缺点是输出滤波电感体积大，变换器的功率密度低，动态响应慢，而且无法在整个输入电压范围内保持高效率。此外，半桥三电平变换器只是实现了主功率管的软开关，但其副边整流管依然存在反向恢复问题，反向恢复引起电压振荡，副边整流管要承受电压尖峰，很容易损坏，必须采取合适的方法来消除。

三、发明内容

本发明的目的是针对高压输入场合，研制一种零电压开关PWM组合型三电平直流变换器，使所有开关管的电压应力均为输入电压的一半，并且能减小副边整流电压的高频分量，减小输出滤波器的体积；同时研制其改进型变换器，以有效地消除副边整流电压尖峰，减小副边整流管上的损耗，提高变换效率。

本发明的零电压开关PWM组合型三电平直流变换器由半桥三电平变换器和全桥变换器组合而成，半桥三电平变换器的输入直流母线两端连于输入分压电容电路的输出，全桥变换器的两个桥臂跨接于飞跨电容两端，两个变换器公用半桥三电平变换器中三电平逆变桥臂中间的两只开关管和飞跨电容，公用的两只开关管组成的桥臂称之为滞后桥臂。两个变换器的隔离变压器原边绕组的同名端均连于三电平逆变桥臂的中点，其异名端分别连于两只输入分压电容的中点和全桥变换器另外一只桥臂的中点。两个隔离变压器的副边绕组按同名端一致的方向互相串联，并连于整流及滤波电路。

具体电路包括由直流电源及两个分压电容串联后并联在直流电源正负两端所组成的输入分压电容电路、隔离变压器、整流及滤波电路，其中整流及滤波电路的组成是，四个整流二极管两两串联组成两路整流电路。该两路整流电路并联后的正负输出端并接输出滤波电感与输出滤波电容的串联电路构成回路。第一整流电路两个整流二极管的串联点连于第一隔离变压器副边绕组的同名端，第二整流电路两个二极管的串联点连于第二隔离变压器副边绕组的异名端。其特征在于，还包括半桥三电平变换器和全桥变换器。所述半桥三电平变换器的组成是，将第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管依次串联后并接在输入分压电容电路正负输出端，两个续流二极管正向串联的串联电路与飞跨电容均同时并联在第一开关管与第二开关管的串联点和第三开关管与第四开关管的串联点之间，其中两个续流二极管的串联点与两个分压电容的串联点相连接，第一隔离变压器原边绕组的同名端连于第二开关管与第三开关管的串联点，异名端连接第一隔离变压器原边寄生漏感后；连于两个续流二极管的串联点，第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管各自并联寄生体二极管和寄生电容，所述全桥变换器的组成是将第五开关管与第六开关管串联后并联在半桥三电平变换器的第一开关管与第二开关管的串联点和第三开关管与第四开关管的串联点之间，第二隔离变压器原边绕组的异名端连接第二隔离变压器原边寄生漏感后连于第五开关管与第六开关管的串联点，其同名端接在半桥三电平变换器的第二开关管与第三开关管的串联点并与第一隔离变压器的同名端相连，第五、第六两个开关管包括其寄生体二极管和寄生电容。

本发明的改进型变换器是将由谐振电感、隔离变压器和箝位二极管组成的箝位网络引入到零电压开关PWM组合型三电平直流变换器中，具体为：

(1)在半桥三电平变换器中将谐振电感与隔离变压器串联，谐振电感的一端连于第一隔离变压器原边绕组的同名端，另一端连于半桥三电平变换器的第二开关管与第三开关管的串联点，且在第一隔离变压器的原边绕组与谐振电感交点处连接两个互相串联的箝位二极管，构成箝位网络，由于变压器的位置在谐振电感之前，因此称之为变压器超前型箝位网络，相应地称改进后的变换器为变压器超前型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器。两个箝位二极管分别连接于变换器直流输入的正母线与负母线，其极性为一个二极管Dc1的阴极接正母线，另一个二极管Dc2的阳极接负母线。

(2)在全桥变换器中将谐振电感与隔离变压器串联，谐振电感的一端连于半桥三电平变换器的第二开关管与第三开关管的串联点，另一端连于第二隔离变压器的同名端，同样在直流输入正负母线之间连接两个相互串联的箝位二极管，由于此时变压器的位置在谐振电感之后，因此称之为变压器滞后型箝位网络，相应地称改进后的变换器为变压器滞后型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器。

本发明与现有技术相比的主要特点是，所有开关管的电压应力均为输入电压的一半，适用于高压直流输入场合；通过将两种变换器的副边电压进行叠加，降低了副边整流电压中高频分量的幅值，进而大幅度减小输出滤波器的体积；利用输出滤波电感和隔离变压器漏感(或外加谐振电感)与开关管结电容可以实现开关管的零电压开关，从而降低开关管开关损耗，提高变换效率；引入箝位网络，扩大了开关管实现零电压开关的负载范围，消除因副边整流管的反向恢复而引起的电压振荡和电压尖峰，从而降低副边整流管的电压应力，并且减小了副边整流管因反向恢复引起的损耗，提高了变换效率。

四、附图说明

附图1是本发明的零电压开关PWM组合型三电平直流变换器电路结构示意图

附图2是零电压开关PWM组合型三电平直流变换器在三电平工作模式的主要波形示意图。

附图3是零电压开关PWM组合型三电平直流变换器在两电平工作模式的主要波形示意图。

附图4-16是各开关模态的等效电路结构示意图。

附图17是变压器超前型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器电路结构示意图。

附图18是变压器滞后型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器电路结构示意图。

附图19是变压器超前型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器在三电平工作模式的主要波形示意图。

附图20是变压器超前型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器在两电平工作模式的主要波形示意图。

附图21-24是各开关模态的等效电路结构示意图。

上述附图中的主要符号名称：Vin、输入直流电压。Cd1、Cd2、输入分压电容。Q1～Q6、开关管。C1～C6、开关管寄生电容。D1～D6、开关管体二极管。Df1、Df2、续流二极管。Css、飞跨电容。Tr1、Tr2、隔离变压器。Llk1、Llk2、隔离变压器原边寄生漏感。Lr、谐振电感。Dc1、Dc2、箝位二极管。DR1、DR2、DR3、DR4、副边整流二极管。Lf、输出滤波电感。Cf、输出滤波电容。RLd、负载。vbridge、变压器副边电压之和。vrect、副边整流电压。Vo、输出电压。vAB、A与B两点间电压。vAC、A与C两点间电压。

五、具体实施方式

附图1，17和18分别叙述本发明的电路组成结构。下面将分别加以介绍：

(1)零电压开关PWM组合型三电平直流变换器

附图1为零电压开关PWM组合型三电平直流变换器结构示意图，由输入分压电容电路(1)、半桥三电平变换器(2)、全桥变换器(3)、隔离变压器(4)、整流及滤波电路(5)组成。其中分压电容Cd1和Cd2容量很大且相等，其电压均为输入电压Vin的一半，即Vcd1＝Vcd2＝Vin/2，可看作电压为Vin/2的电压源。半桥三电平变换器由开关管Q1-Q4及其体二极管D1-D4和寄生电容C1-C4、续流二极管Df1和Df2、飞跨电容Css和隔离变压器Tr1组成，开关管Q1、Q4与开关管Q2、Q3采用移相控制，开关管Q1和Q4为超前管，开关管Q2和Q3为滞后管；全桥变换器由开关管Q2、Q3、Q5和Q6、飞跨电容Css和隔离变压器Tr2组成，这四只开关管也采用移相控制，其中开关管Q5和Q6为超前管，开关管Q2和Q3为滞后管。两个变压器的副边串联在一起，采用全桥整流方式，DR1-DR4是副边整流二极管，Lf是输出滤波电感，Cf是输出滤波电容，RLd是负载。

当输入电压较低时，开关管Q1、Q4与开关管Q2、Q3之间有一个较小的固定相位差δ，目的是将这两对开关管的开关过程解耦开来。但由于δ很小，半桥三电平变换器近似满占空比工作，开关管Q2、Q3与开关管Q5、Q6移相工作，通过调节它们之间的移相角来调节输出电压，此时电压vAC为一脉宽调制的波形。将两个变压器的副边电压串联叠加后得到一个五电平的电压vbridge，整流后的电压vrect与输出电压非常接近，高频交流分量幅值很小。电压vrect存在三个电平：1电平((k1+k2)Vin/2)，中间电平(k1Vin/2)和0电平(由两个漏感引起的占空比丢失造成)，其中k1与k2分别为变压器Tr1和Tr2的副原边变比，此时称该变换器工作在三电平模式。

随着输入电压的上升，全桥变换器的移相角逐渐变大，脉宽随之变窄。当输入电压上升到某一值，或变换器处于起动，超载或短路状态时，该移相角达到最大值180°，全桥变换器的脉宽为零，不提供输出电压。此时半桥三电平变换器开始进行移相控制，通过调节开关管Q1、Q4与开关管Q2、Q3之间的移相角来调节输出电压。在这种工作模式下，电压vrect为一两电平的电压波形(中间电平和0电平)，此时称变换器工作在两电平模式。

超前管Q1、Q4、Q5、Q6通过输出滤波电感可以在宽负载范围内实现零电压开关，滞后管Q2和Q3则通过漏感或外加谐振电感的能量在一定负载范围内实现零电压开关，从而减小开关管的开关损耗，提高变换效率。

下面结合附图2-16叙述零电压开关PWM组合型三电平直流变换器的具体工作原理。由附图2可知该变换器在三电平模式中一个开关周期有16种开关模态，分别是[t0以前]、[t0，t1]、[t1，t2]、[t2，t3]、[t3，t4]、[t4，t5]、[t5，t6]、[t6，t7]、[t7，t8]、[t8，t9]、[t9，t10]、[t10，t11]、[t11，t12]、[t12，t13]、[t13，t14]、[t14，t15]，其中，[t0以前，t7]为前半周期，[t7，t15]为后半周期。下面对各开关模态的工作情况进行具体分析。

在分析之前，作如下假设：①所有开关管和二极管均为理想器件；②所有电感、电容和隔离变压器均为理想组件；③飞跨电容Css足够大，稳态时其电压为Vin/2。

1.开关模态1[t0以前][对应于附图4]

t0以前，开关管Q1、Q2和Q6导通，原边电流ip1流经电源正、开关管Q1、开关管Q2、变压器Tr1原边绕组，最后回到电源负。在另一个回路中，原边电流ip2流经电源正、开关管Q1、开关管Q2、变压器Tr2原边绕组、开关管Q6与续流二极管Df2，最后回到电源负。副边整流管DR1、DR4导通，原边向副边提供能量。

2.开关模态2[t0-t1][对应于附图5]

t0时刻关断开关管Q6，原边电流ip2从开关管Q6转移至电容C5和C6支路中，给电容C6充电，给电容C5放电。在电容C5和C6的缓冲作用下，开关管Q6近似为零电压关断，电压vAB保持Vin/2不变，电压vAC下降。到t1时刻，电容C6的电压升至Vin/2，电容C5的电压降至零，二极管D5自然导通。

3.开关模态3[t1-t2][对应于附图6]

二极管D5导通后，将开关管Q5两端的电压箝在零位，此时可以零电压开通开关管Q5。在这段时间里，电压vAB＝Vin/2，电压vAC＝0。

4.开关模态4[t2-t3][对应于附图7]

t2时刻，开关管Q1关断，原边电流ip1给电容C1充电，同时通过电容Css给电容C4放电，电压vAB下降，电压vAC维持零状态不变。由于有电容C1和C4，开关管Q1是零电压关断。到t3时刻，电容C1电压线性上升到Vin/2，电容C4电压下降到零，此时可以零电压开通开关管Q4。与此同时，A点电位降至Vin/2，续流二极管Df1自然导通。

5.开关模态5[t3-t4][对应于附图8]

在该时段零电压开通开关管Q4，开关管Q4虽然被开通，但并无电流流过。电流ip1流经开关管Q2、变压器Tr1原边绕组和续流二极管Df1，电流ip2流经开关管Q2、变压器Tr2原边绕组和开关管Q5，电压vAB＝vAC＝0。

6.开关模态6[t4-t5][对应于附图9]

t4时刻，零电压关断开关管Q2，电流ip1和ip2给电容C2充电，同时通过电容Css给电容C3放电。电压vAB与电压vAC同时由零变为负，使两个变压器的原边电流下降，原边电流将不足以提供负载电流，副边四个整流二极管同时导通，两个变压器副边短路，原边电压之和为零。在这段时间里，实际上是两个变压器的漏感与电容C2和C3谐振工作。到t5时刻，电容C2电压上升至Vin/2，电容C3电压下降到零，二极管D3自然导通。

7.开关模态7[t5-t6][对应于附图10]

t5时刻，二极管D3导通，将开关管Q3两端的电压箝在零，此时可以零电压开通开关管Q3。此时副边整流二极管依旧同时导通，原边电压之和为零。原边电流ip1和ip2同时线性下降，到t6时刻，原边电流ip1和ip2下降到零。

8.开关模态8[t6-t7][对应于附图11]

t6时刻，原边电流由正值过零，且向负方向线性增加。由于此时原边电流不足以提供负载电流，副边整流管同时导通。

9.开关模态9[t7-t8][对应于附图12]

到t7时刻，原边电流反向增加到折算至原边的负载电流，整流管DR1和DR4关断，整流管DR2和DR3流过全部负载电流。变换器进入后半周期，工作情况与上述的半个周期类似。

由附图3可知变换器在两电平模式下一个开关周期内包含12个开关模态，其中，[t0以前，t5]为前半周期，[t5，t11]为后半周期。在前半周期中，[t0以前，t2]时段的工作情况与三电平模式下[t1，t4]时段相同，这里不再重复。下面对[t2，t6]时段中四个开关模态的工作情况进行具体分析。

1.开关模态1[t2-t3][对应于附图13]

t2时刻，零电压关断开关管Q2和Q5，原边电流ip1和ip2给电容C2充电，通过电容Css给电容C3放电，同时电流ip2沿着二极管D5续流。原边电流下降，并且不足以提供负载电流，副边整流管同时导通，两个变压器副边短路，原边电压之和为零。在这段时间里，两个变压器的漏感与电容C2和C3谐振工作。到t3时刻，电容C2电压上升至Vin/2，电容C3电压下降到零，二极管D3自然导通。

2.开关模态2[t3-t4][对应于附图14]

t3时刻，零电压开通开关管Q3，原边电流ip2继续从二极管D5流过。副边整流管依旧同时导通，副边短路，原边电压加在变压器的漏感上，原边电流线性下降。到t4时刻，原边电流下降到零。

3.开关模态3[t4-t5][对应于附图15]

t4时刻，原边电流ip1和ip2下降至零，并且反方向增加，电流ip2从二极管D5转移至开关管Q6中流通。由于原边电流不足以提供负载电流，副边整流管仍旧同时导通。

4.开关模态4[t5-t6][对应于附图16]

t5时刻，原边电流反向增加至折算到原边的负载电流，整流管DR1和DR4关断，整流管DR2和DR3流过全部负载电流，原边向副边提供能量。变换器进入后半周期，工作情况与上述的半个周期类似。

(2)改进型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器

附图17和18为改进型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器结构示意图，它们均由输入分压电容电路(1)、半桥三电平变换器(2)、全桥变换器(3)、隔离变压器(4)、整流及滤波电路(5)和箝位二极管(6)组成，电路结构与附图1中变换器大致相同，不同之处是：在原有变换器基础上，分别在半桥三电平变换器和全桥变换器中增加了两种箝位网络。附图17中，谐振电感Lr、变压器Tr1与箝位二极管Dc1、Dc2组成变压器超前型箝位网络；附图18中，谐振电感Lr、变压器Tr2与箝位二极管Dc1、Dc2组成变压器滞后型箝位网络。

改进型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器的控制策略与附图1中变换器完全相同。

下面以附图17为主电路结构，结合附图19-24叙述改进型零电压开关PWM组合型三电平直流变换器的具体工作原理。

由附图19可知变换器在三电平模式中一个开关周期有20种开关模态。其中，[t0以前，t9]为前半周期，[t9，t19]为后半周期。由于开关模态比较多，下面仅箝位二极管起箝位作用的开关模态加以分析。

1.开关模态1[t7-t8][对应于附图21]

t7时刻，开关管Q3、Q4与Q5导通，谐振电感Lr与电容CR1、CR4谐振工作，即给电容CR1和CR4充电，原边电流ip1和谐振电感电流iLr增加。在该时段中，B点电压固定在Vin/2，而电压vOB由于电容CR1和CR4充电反向上升，故0点电位一直在下降。到t8时刻，副边电压上升到(k1+k2)Vin/2，此时0点电压下降至零，箝位二极管Dc2导通，将电压vOB箝在-Vin/2，因此将副边电压箝在(k1+k2)Vin/2，从而消除了由谐振电感Lr和电容CR1、CR4谐振引起的电压尖峰和振荡。

2.开关模态2[t8-t9][对应于附图22]

当二极管Dc2导通后，电流ip1阶跃下降为折算到变压器Tr1原边的滤波电感电流iLf，由于滤波电感电流iLf线性增加，原边电流ip1也随之增加，而谐振电感电流iLr保持不变，它与原边电流ip1的差值从二极管Dc2中流过。到t9时刻，原边电流ip1和谐振电感电流iLr相等，二极管Dc2关断。

t17时刻，变换器处于后半周期，开关管Q1、Q2与Q6导通，其工作情况与前半周期类似。到t18时刻，二极管Dc1导通，副边电压同样被箝位在(k1+k2)Vin/2。

由附图20可知变换器在两电平模式下一个开关周期内包含16个开关模态，其中，[t0以前，t7]为前半周期，[t7，t15]为后半周期。下面也仅对有箝位作用的开关模态进行分析。

1.开关模态1[t5-t6][对应于附图23]

t5时刻，开关管Q3、Q4与Q6同时导通，谐振电感Lr与电容CR1、CR4谐振工作，即给电容CR1和CR4充电，原边电流ip1和谐振电感电流iLr反向增加。由于B点电位始终为Vin/2，因此0点电位随着电容CR1和CR4的充电不断下降。到t6时刻，副边电压上升到k1Vin/2，0点电位下降到零。此时二极管Dc2导通，将电压vOB箝在-Vin/2，因此将副边电压箝在k1Vin/2，从而实现箝位功能。

2.开关模态2[t6-t7][对应于附图24]

当二极管Dc2导通后，原边电流ip1阶跃下降为折算到变压器Tr1原边的滤波电感电流iLf，而电流iLr保持不变，它与电流ip1的差值从二极管Dc2中流过。t7时刻，电流ip1和电流iLr相等，二极管Dc2关断。

t13时刻，变换器处于后半周期，开关管Q1、Q2与Q5导通，其工作情况与前半周期类似。到t14时刻，二极管Dc1导通，副边电压同样被箝位在k1Vin/2。

在两电平模式下，箝位二极管在一个开关周期中只导通一次，发生在副边整流管电压箝位之后一段时间，对副边整流管起到箝位作用；而在三电平模式下，箝位二极管在一个开关周期中导通两次，其中只有一次起到箝位作用，另外一次则是冗余的。

附图18中改进型变换器的箝位原理与附图17中变换器基本相同。

由此可见，在零电压开关PWM组合型三电平直流变换器中引入了箝位网络后，无论是在三电平模式还是两电平模式，都能比较好的消除副边整流管的电压尖峰，从而省去了有损吸收电路，实现箝位的目的。

本发明的一个具体实例如下：输入直流电压：Vin＝400~800V；输出直流电压：Vo＝54V；输出电流：Io＝20A；变压器Tr1副原边变比：0.168；变压器Tr2副原边变比：0.149；变压器Tr1原边漏感：Llk1＝2.6uH；变压器Tr2原边漏感：Llk2＝3uH；谐振电感：Lr＝30uH；输出滤波电感：Lf＝13.2uH；输出滤波电容：Cf＝2200uF×2；MOSFET(Q1-Q6)：SPW20N60S5；续流二极管(Df1、Df2)：DSEI30-06A；副边整流二极管(DR1-DR4)：DSEP30-03A；开关频率：fs＝100kHz。

由以上描述可知，本发明提出的零电压开关PWM组合型三电平直流变换器及其改进型变换器具有如下优点：

所有开关管的电压应力均为输入电压的一半；

输出整流电压波形中高频分量小，可以减小输出滤波器，从而提高变换器的功率密度，改善变换器的动态特性；

可以在三电平模式和两电平模式下切换工作，从而降低副边整流二极管的电压应力；

利用变压器漏感和输出滤波电感和开关管的结电容可以实现开关管的零电压开关；

在改进型变换器中增加谐振电感，扩大了开关管实现零电压开关的负载范围，可以明显提高两电平模式下变换器的效率；

引入两只箝位二极管，可以在三电平模式和两电平模式下消除副边整流管的电压尖峰，从而省去有损吸收电路，进一步提高变换器的效率。