使用来自长和短回溯格型解码器的判决的判决反馈均衡器

摘要

一种判决反馈均衡器的操作包括：根据判决反馈均衡器的输出来进行第一符号判决，使得第一符号判决的特征在于相对长的处理延迟；根据判决反馈均衡器的输出来进行第二符号判决，使得第二符号判决的特征在于相对短的处理延迟；以及基于第一符号判决和第二符号判决来为判决反馈均衡器确定抽头加权。第一符号判决可以从长回溯格型解码器的输出中得到。第二符号判决可以从短回溯格型解码器的输出中或者从长回溯格型解码器的较短延迟输出中得到。

说明书

相关申请

本申请要求对提交于2004年5月14日的美国临时申请60/571,447的权益。

技术领域

本发明涉及用于判决反馈均衡器的对信道冲激响应的估计。

背景技术

自从于1996年采用ATSC数字电视(DTV)标准以来，已进行了持续的努力以改进为ATSC DTV信号构建的接收器的设计。设计者在设计接收器以使它们实现良好接收时面临的主要障碍是广播电视信道中存在多径干扰。

由于在信道中和在接收器处遇到的多种条件，广播电视信道是相对苛刻的多径环境。强干扰信号可在最大幅度信号之前和之后到达接收器。另外，通过信道传输的信号受制于随时间变化的信道条件，这归因于发射器和信号反射器的移动、飞机颤动以及对于室内接收而言绕房间走动的人。如果需要移动接收，则还必须考虑接收器的移动。设计者将均衡器添加到接收器以便消除多径干扰的效应并由此改进信号接收。

由于信道在接收器处不是先验已知的，所以均衡器必须能够使它的响应适应于它遇到的信道条件以及那些信道条件的变化。为了有助于自适应均衡器收敛于信道条件，必须将如在ATSC标准中定义的帧的字段同步段用作为针对均衡器的训练序列。

如在ATSC标准中定义的帧在图1中示出。每帧包含两个数据字段，每个数据字段包含313个段，而每段包含832个符号。每段中这些符号的前四个符号是具有预定义符号序列[+5，-5，-5，+5]的段同步符号。

每个字段中的第一段是字段同步段。如图2中所示，字段同步段包括上述四个段同步符号，接着是长度为511个符号的伪噪声序列(PN511)，再接着是各自长度为63个符号的三个伪噪声序列(PN63)。与段同步符号相似，所有四个伪噪声序列是由来自预定义符号集{+5，-5}中的符号组成。在交替字段中，三个PN63序列雷同；在其余字段中，中央PN63序列被反转。接着伪噪声序列的是由各种模式符号、保留符号和预编码符号组成的128个符号。字段的接下来312个段各自包括四个段同步符号，接着是已经用12相的格型(trellis)编码器进行编码的828个8级符号。

由于每个字段同步段的前704个符号是已知的，所以可以将如上所述的这些符号用作自适应均衡器的训练序列。原来的Grand Alliance接收器使用具有256个抽头的自适应判决反馈均衡器(DFE)。该自适应判决反馈均衡器适应于使用标准最小均方(LMS)算法的信道，并且利用发射帧的字段同步段来训练。

然而，由于相对不频繁(约每260,000个符号)地发射字段同步段，所以如果均衡器在收敛之前仅根据训练符号进行适应，则这一均衡器的总收敛时间很长。因此已知使用由接收器进行的符号判决以便使均衡器适应于遵循在训练序列之间出现的信道变化。

在8VSB接收器中的自适应判决反馈均衡器将有望使用8级限幅器来进行符号判决，该符号判决将被用来使均衡器适应于在训练序列发射之间的信道。然而，当信道具有显著的多径失真或低的信噪比时，符号限幅器的使用造成了向判决反馈均衡器的反馈滤波器馈送的许多符号判决误差。这些误差引起了在判决反馈均衡器之内造成所谓误差传播的进一步误差。误差传播极大地使判决反馈均衡器的性能劣化。

本发明代之以依赖解码器以避免先前判决反馈均衡器的收敛和跟踪问题。

发明内容

根据本发明的一方面，一种操作判决反馈均衡器的方法包括以下步骤：根据判决反馈均衡器的输出来进行第一符号判决，其中第一符号判决的特征在于相对长的处理延迟；根据判决反馈均衡器的输出来进行第二符号判决，其中第二符号判决的特征在于相对短的处理延迟；以及基于第一符号判决和第二符号判决来为判决反馈均衡器确定抽头加权。

根据本发明的另一方面，一种判决反馈均衡器包括前馈滤波器、反馈滤波器、加法器、第一解码器、第二解码器和抽头加权控制器。前馈滤波器接收待均衡的数据。加法器组合来自前馈滤波器和反馈滤波器的输出以提供均衡器输出。第一解码器的特征在于相对短的处理延迟，而且第一解码器对均衡器输出进行解码以提供第一解码的均衡器输出，以及将第一解码的均衡器输出作为输入供应到反馈滤波器、第二解码器的特征在于相对长的处理延迟，而且第二解码器对均衡器输出进行解码以提供第二解码的均衡器输出。抽头加权控制器基于第一解码的均衡器输出和第二解码的均衡器输出来确定抽头加权，以及将抽头加权供应到前馈滤波器和反馈滤波器。

根据本发明的又一方面，一种判决反馈均衡器包括前馈滤波器、反馈滤波器、加法器、第一解码器、第二解码器和抽头加权控制器。前馈滤波器接收待均衡的数据。加法器组合来自前馈滤波器和反馈滤波器的输出以提供均衡器输出。第一解码器对均衡器输出进行解码以提供第一解码的均衡器输出，以及将第一解码的均衡器输出作为输入供应到反馈滤波器。第二解码器的特征在于相对长的处理延迟和相对较短的处理延迟，第二解码器对均衡器输出进行解码，以根据相对长的处理延迟来提供第二解码的均衡器输出以及根据相对较短的处理延迟来提供第三解码的均衡器输出。抽头加权控制器基于第二解码的均衡器输出和第三解码的均衡器输出来确定抽头加权，以及将抽头加权供应到前馈滤波器和反馈滤波器。

附图说明

通过结合附图详细考虑本发明，这些和其它特征和优点将变得更加清楚明显，在附图中：

图1图示了根据ATSC DTV标准的数据帧；

图2图示了包括图1的数据帧在内的字段的字段同步段；

图3图示了根据本发明实施例的跟踪判决反馈均衡器系统；

图4是时序图，该时序图图示了对信道冲激估计和更新的抽头加权进行计算所要求的非零时间期间；

图5是用于图示第一方法的时序图，该第一方法用于在存在随时间变化的信道冲激响应时改进判决反馈均衡器的性能；以及

图6是用于图示第二方法的时序图，该第二方法用于在存在随时间变化的信道冲激响应时改进判决反馈均衡器的性能。

具体实施方式

图3图示了判决反馈均衡器系统10，该系统避免和/或减轻先前判决反馈均衡器的收敛和/或跟踪问题。基于信道冲激响应的估计来计算抽头加权。这一装置利用了两个解码器，例如短回溯格型解码器12和长回溯格型解码器14。短回溯格型解码器12例如可以是具有回溯深度为一的零延迟格型解码器，而长回溯格型解码器14具有长回溯深度，比如回溯深度为32。这些格型解码器是12相的格型解码器，它们具有等于12x(回溯深度-1)的延迟。

来自信道的信号由提供均衡器输入信号y的自动增益控制器16来处理。信道冲激响应和噪声估计器18使用如在均衡器输入信号y中接收到的发射训练序列以及发射训练序列的存储版本来提供信道冲激响应的估计抽头加权计算器20使用例如基于最小均方误差(MMSE)的算法、基于信道冲激响应的初始估计来计算抽头加权集，并将这一抽头加权集供应到包括前馈滤波器24和反馈滤波器26在内的判决反馈均衡器22。

判决反馈均衡器22基于以这些训练序列为基础的抽头加权来均衡在均衡器输入信号y中包含的数据符号，并且包括加法器28，该加法器将判决反馈均衡器22的输出供应到短回溯格型解码器12和长回溯格型解码器14。长回溯格型解码器14的输出，比如最大延迟输出，形成符号判决b。反馈滤波器26对短回溯格型解码器12的输出进行滤波，而加法器28从前馈滤波器24的输出中减去反馈滤波器26的滤波输出以提供均衡器输出。

均衡器输入信号y被延迟器30延迟，而延迟的均衡器输入信号y和符号判决b是由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32来处理，该估计器产生经更新的信道冲激估计抽头加权计算器34使用经更新的信道冲激估计来为判决反馈均衡器22计算经更新的抽头加权集。在无法从抽头加权计算器20获得以训练序列为基础的抽头加权时，由抽头加权计算器34确定的抽头加权被提供给判决反馈均衡器22。由延迟器30施加的延迟等于判决反馈均衡器22和长回溯格型解码器14的组合处理延迟。

由于对于8VSB系统中的数据符号进行格型编码，所以希望利用长回溯格型解码器14作为符号判决装置以将符号判决供应到最小平方信道冲激和噪声更新估计器32。使用格型解码器代替符号限幅器，减少了向反馈滤波器26供应的符号判决误差的数目。

格型解码器的可靠性与它的回溯深度成比例。长回溯格型解码器14由于它的较长回溯深度而产生较可靠的判决。然而，由于它的较长回溯深度，长回溯格型解码器14的判决过程招致较长延迟。

与之相对照，短回溯格型解码器12的符号判决由于它的较短回溯深度而不那么可靠。然而，尽管它的符号判决不如具有较长延迟的格型解码器那么可靠，但是短回溯格型解码器12仍显著地比8级符号限幅器更可靠。

众所周知，具有延迟大于零的符号判决装置在消除短延迟多径方面对于判决反馈均衡器造成问题。因此，在反馈环中具有零延迟格型解码器的用于8VSB接收器的判决反馈均衡器已经被用来减少误差传播。因此，判决反馈均衡器22在反馈滤波器26的反馈环中使用短回溯格型解码器12。

如上所述，判决反馈均衡器22的输出是加法器28的输出。此输出馈送到长回溯格型解码器14。长回溯格型解码器14具有长回溯深度(例如，回溯深度＝32，延迟＝12×31＝372个符号)。长回溯格型解码器14为接收器的后续级提供最终的比特判决，在该接收器中使用了判决反馈均衡器22。同样如下所述，长回溯格型解码器14提供由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32使用的符号判决，以便计算由抽头加权计算器34使用的更新信道冲激响应估计，以计算用于判决反馈均衡器22的更新抽头加权，使得判决反馈均衡器22可遵循在训练序列之间出现的信道冲激响应的变化。

因此，由信道冲激响应和噪声估计器18根据所接收的训练序列来形成信道冲激响应估计并且由抽头加权计算器20根据该信道冲激响应估计来计算抽头加权集。然后，当判决反馈均衡器22运行时，从长回溯格型解码器14中取出可靠的符号判决作为相对长的伪训练序列，并且这些相对长的伪训练序列由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32用来计算经更新的信道冲激估计由抽头加权计算器34根据该更新的信道冲激估计来计算经更新的判决反馈均衡器抽头加权。这一过程允许对随时间变化的信道冲激响应进行跟踪。

如上所述，信道冲激响应估计是基于接收的训练序列。待估计的信道冲激响应估计的长度是L_h＝L_ha+L_hc+1，其中L_ha是信道冲激响应估计的反因果部分的长度，而L_hc是信道冲激响应估计的因果部分的长度。训练序列的长度是L_n。

可以假设，所发射的先验已知训练符号的长为L_n的矢量通过下式给出：

$>>a>=>[>>a>0>>,>->->->,>>a>>>L>n>>->1>>>>]>T>>->->->>(>1>)>>>s>$

接收符号的矢量通过下式给出：

$>>y>=>[>>y>>L>hc>>>,>->->->,>>y>>>L>n>>->>L>ha>>->1>>>>]>T>>->->->>(>2>)>>>s>$

第一接收训练数据元由y₀表示。通常，这将意味着y₀包含来自与信道冲激响应矢量h的最大量值抽头相乘的第一发射训练符号的贡献。注意到矢量y包含由先验已知训练符号的仅归因于多径的贡献所组成的数据元。另外，矢量y不包括y₀，该y₀可以包含归因于多径的未知8级符号的贡献。

可以根据如通过下式给出的已知发射训练符号来形成大小为(L_n-L_ha-L_hc)×(L_ha+L_hc+1)的卷积矩阵A：

$>>A>=>\begin{array}{}>>>>a>>Lha>+>Lhc>>>>>>a>>Lha>+>Lhc>->1>>>>>->->->>>>a>0>>>>>>>a>>Lha>+>Lhc>+>1>>>>>>a>>Lha>+>Lhc>>>>>>>>a>1>>>>>>->>>->>>>>->>>>>->>>->>>>>->>>>>->>>->>>>>->>>>>>a>>Ln>->1>>>>>>a>>Ln>->2>>>>>->->->>>>a>>Ln>->Lha>->Lhc>->1>>>>>\; >->->->>(>3>)>>>s>\end{array}$

由于接收符号的矢量y通过以下方程给出：

y＝Ah+v                    (4)

其中h是长度为L_h的信道冲激响应矢量，而v是噪声矢量，所以最小平方信道冲激响应估计根据以下方程通过方程(4)的解来给出：

然而，此方法仅在L_n满足以下不等式时才有效：

L_n≥2(L_ha+L_hc)-1                (6)

如果训练序列相对于信道冲激响应的长度而言过短，则此方法并不产生良好结果，因为由待求解的方程(4)给出的方程系统是欠定的(underdetermined)，这常常是8VSB地上信道而言的情况。例如对于L_n＝704，信道冲激响应的长度必须小于352个符号。然而，在实践中通常寻找更长的信道冲激响应。

一种用于寻找信道冲激响应的更好方法是基于卷积矩阵A的修改形式。先验已知训练符号的长度为L_n的长矢量a仍由式(1)给出。然而，这时的卷积矩阵A是包括训练符号和零在内的(L_n+L_ha+L_hc)卷积矩阵，并且通过下式给出：

$>>A>=>\begin{array}{}>>>>a>0>>>>0>>>->>>->>>->>>->>>->>>->>>0>>>>>->>>>a>0>>>>0>>>>>>>>>>>>>->>>>>->>>>>>>>>>>>>>>>>->>>>>->>>>>>>>>>>>>>>0>>>0>>>>>>a>>Lh>->2>>>>>->>>->>>->>>->>>->>>->>>>a>0>>>>0>>>>>>a>>Lh>->1>>>>>->>>->>>->>>->>>->>>->>>->>>>a>0>>>>>>->>>>>>>>>>>>>>>>>->>>>>->>>>>>>>>>>>>>>>>->>>>>->>>>>>>>>>>>>>>>>->>>>>>a>>Ln>->1>>>>>->>>->>>->>>->>>->>>->>>->>>>a>>Ln>->Lh>>>>>>>0>>>>a>>Ln>->1>>>>>>>>>>>>>>>>>>a>>Ln>->Lh>->1>>>>>>>->>>0>>>>>>>>>>>>>>>>>>>->>>>>>>>>>>>>>>>>>>>>->>>>>>>>>>>>>>>>a>>Ln>->1>>>>>>a>>Ln>->>2>>>>>>>0>>>->>>->>>->>>->>>->>>->>>0>>>>a>>Ln>->1>>>>>\; >->->->>(>7>)>>>s>\end{array}$

接收符号的矢量通过下式给出：

$>>y>=>[>>y>>->Lha>>>,>->->->,>>y>0>>,>->->->,>>y>>Ln>+>Lhc>->1>>>>]>T>>->->->>(>8>)>>>s>$

其中y₀到y_Ln-1是接收的训练符号。这样，式(8)的矢量包含已知的训练符号以及来自归因于多径的在训练序列之前和之后的随机符号之成分。

需要再次求解方程(4)。现在，卷积矩阵A是更高的矩阵，因为零已取代了训练序列周围的未知符号。这一新的卷积矩阵A产生了过定的(over-determined)方程系统。

初始信道冲激响应和噪声估计器18使用式(7)的新卷积矩阵A和方程(8)的矢量y、根据式(5)来解方程(4)，以产生信道冲激响应估计如有必要则可利用更复杂的方法来给出甚至更准确的结果。

抽头加权计算器20使用信道冲激响应估计来为判决反馈均衡器22计算最小均方误差(MMSE)抽头加权集。用于根据信道冲激响应来计算最小均方误差抽头加权的方法是众所周知的。可供选择的是，抽头加权计算器20可使用其它方法如零强制方法来计算抽头加权。

还可在训练序列之间计算准确的信道冲激响应估计更新(仅当接收先验未知的符号时)。例如，可根据过定的方程系统来计算最小平方信道冲激响应估计。可使用关于输入符号的接收器格型解码器判决来准确地跟踪对信道冲激响应的动态改变，以形成近乎理想的解码符号的长序列。此序列即使在阈值附近仍应具有相对少的误差，并且被选择为足够长以至于消除“过短”8VSB训练序列的欠定系统问题。信道冲激响应的更新率可以例如是每段一次(或大于或小于该更新率)。

待估计的更新信道冲激响应的长度如前所述为L_h＝L_ha+L_hc+1，其中L_ha是信道冲激响应的反因果部分的长度，而L_hc是信道冲激响应的因果部分的长度。长度为L_b的矢量b被定义为由长回溯格型解码器14提供的关于输入符号的可靠的格型解码器判决。另外，然后根据下式定义托普利茨矩阵B：

$>>B>=>\begin{array}{}>>>>b>>Lh>->1>>>>>>b>>Lh>->2>>>>>->>>->>>->>>->>>->>>>b>0>>>>>>->>>>b>>Lh>->1>>>>>->>>->>>->>>->>>->>>->>>>>->>>->>>>>>>>>>>->>>->>>>>->>>->>>>>>>>>>>->>>->>>>>->>>->>>>>>>>>>>->>>>b>>Lh>->1>>>>>>>->>>->>>>>>>>>>>->>>->>>>>->>>->>>>>>>>>>>>b>>Lb>->Lh>>>>>->>>>>>b>>Lb>->1>>>>>>b>>Lb>->2>>>>>->>>->>>->>>->>>->>>>b>>Lb>->Lh>>>>>\; >->->->>(>9>)>>>s>\end{array}$

其中元素是实数并且由矢量b中的符号判决所组成。为了确保过定的方程系统，L_b由以下不等式给出：

L_b≥2L_h-1                    (10)

托普利茨矩阵B的维数是(L_b-L_h+1)×L_h，其中(L_b-L_h+1)≥L_h。

对于L_hc≤i≤(L_b-L_ha-1)而言，接收的信号矢量y具有元素y_i，其中y_i是对应于符号判决b_i的接收符号。接收的信号矢量y通过下式给出：

y＝Bh+v                      (11)

其中h是长为L_h的信道冲激矢量，而v是噪声矢量。关于h的最小平方解通过下式给出：

$>>ver>>h>^>>LS>>=>>>(>>B>T>>B>)>>>->1>>>>B>T>>y>->->->>(>12>)>>>s>$

通过利用可靠的格型解码器输入符号判决，对于利用所要求的延迟扩散来计算信道冲激响应估计而言就有充分支持。如不等式(10)所要求的那样，符号判决的矢量b的长度必须至少两倍于所估计的信道冲激响应。方程系统充分地过定，以便减小附加白高斯噪声(AWGN)的不利影响。因此，比信道冲激响应长度的两倍更长的符号判决的矢量b是优选的。

由抽头加权计算器20和抽头加权计算器34执行的抽头加权计算不仅需要信道冲激响应估计而且需要噪声估计。可通过根据 $>ver>>y>^>>=>Aver>>h>^>>>s>计算所接收的矢量y的估计来估计噪声，其中是最近计算的信道冲激响应估计。然后，噪声估计通过下式给出：$

$>>ver>>\sigma >^>>2>>=>>>|>|ver>>y>^>>->y>|>>|>2>>>>length>>(>y>)>>>>->->->>(>13>)>>>s>$

其中‖·‖是2-范数(2-norm)。

为了将上式应用于8VSB接收器，可以使用以下参数作为例子：L_h＝512，L_ha＝63，L_hc＝448，L_b＝2496和L_n＝704。根据由长回溯格型解码器14关于输入符号而进行的格型解码器判决序列来形成矢量b。与每段一次的信道冲激响应估计更新率相比较，长回溯格型解码器14的延迟(31×12＝372)并不显著。通常，长回溯格型解码器14将仅进行输出比特对的判决，但是它也可以关于输入符号进行同样可靠的判决。

矢量b例如可选择成长为三段(L_b＝2496个符号)。于是，三个数据段可用来产生单个信道冲激响应估计更新。可通过滑动窗方式的过程来每段一次地获得新的信道冲激响应更新。任选地，如有必要则可以对若干依次的信道冲激响应估计更新取平均，以便进一步改进信道冲激响应准确度。如果信道冲激响应正迅速变化，则此附加平均可能成问题。

假如正如不等式(10)中表明的那样，倘若矢量b的长度至少两倍于待估计的信道冲激响应的长度，则可以使用具有少于三个符号判决段的矢量b。然而，如前所述，长的b矢量有助于减小AWGN的不利影响。

在利用新抽头加权来更新判决反馈均衡器22时涉及的等待时间(可称之为抽头更新等待时间或TUL)是由以下各项之和引起的：(i)长回溯格型解码器14的符号判决延迟、(ii)由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32进行的对信道冲激响应估计更新的计算所造成的时间延迟、以及(iii)由抽头加权计算器34进行的对MMSE抽头加权的计算所造成的时间延迟。

如果使用来自长回溯格型解码器14和短回溯格型解码器12的符号判决之组合，而不是仅将长回溯格型解码器14的判决用于信道冲激响应估计更新，则第一项(i)的延迟可减少。这一符号判决之组合的使用在图4和图5中示出。

图4中时序图的第一行表示了当接收符号y的对应段被输入到判决反馈均衡器22时包含该对应段的一连串的段时间期间。

第二行表示了当对应的均衡段从判决反馈均衡器22的输出中退出而且提供到长回溯格型解码器14时、判决反馈均衡器22的处理对于这些段时间期间施加的延迟。如图4所示，判决反馈均衡器22的处理相对于在判决反馈均衡器22的输入处的对应段而言在时间上延迟上述均衡段。

第三行表示了当符号判决的对应段从长回溯格型解码器14的输出中退出而且提供到最小平方信道冲激和噪声更新估计器32时、长回溯格型解码器14的处理对于在这些段时间期间上施加的附加延迟。如图4所示，长回溯格型解码器14的处理相对于在长回溯格型解码器14的输入处的对应均衡段(第二行)而言在时间上延迟符号判决。

第四行表示了由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32以及抽头加权计算器34进行信道冲激响应和抽头加权计算时的附加延迟。为方便起见(不是必需的)，可假设在上述项(i)、(ii)和(iii)中给出的每个延迟是1/2段的延迟。利用这些假设，由抽头加权计算器34根据由在三个段时间期间1、2和3中的符号判决所组成的矢量b来计算的更新抽头加权将不施加到判决反馈均衡器22，直至在段时间期间5中均衡段的后半段开始从判决反馈均衡器22中输出为止。这对应于1.5段的更新延迟。因而，抽头更新等待时间TUL是1.5段。

在其信道冲激响应正迅速变化的信道中，在(i)判决反馈均衡器22对段进行处理的时间与(ii)基于这些段来计算的更新抽头加权被施加到判决反馈均衡器22时的时间之间的这一延迟可能使判决反馈均衡器22的性能劣化，因为信道冲激响应在段3的末尾与段5的开始之间变化过大。

为清楚地进行说明，上文进行了若干延迟假设。然而，这些假设并非旨在于进行限制。

图5的时序图示出了对于待供应到判决反馈均衡器22的抽头加权进行确定的改进方法。这里，来自长回溯格型解码器14的2.5段符号判决b加上来自短回溯格型解码器12的0.5段符号判决c由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32用来形成三段长的判决矢量b，然后它使用该判决矢量以产生经更新的信道冲激估计

由短回溯格型解码器12贡献的三段长的判决矢量b这一部分的大小被选择为等于通过长回溯格型解码器14的处理所施加的延迟。例如，在上述假设的情况下，此延迟是0.5段并且将长回溯格型解码器14的处理所施加的延迟从抽头更新等待时间TUL中去除，从而将它减少为一段。

因而，图5中时序图的第一行表示了当接收符号y的对应段输入到判决反馈均衡器22时包含该对应段的一连串的段时间期间。

第二行表示了当对应的均衡段从判决反馈均衡器22的输出中退出而且提供到长回溯格型解码器14时、判决反馈均衡器22的处理关于这些段时间期间施加的延迟。如图5所示，判决反馈均衡器22的处理相对于在判决反馈均衡器22的输入处的段而言在时间上延迟上述均衡段。

第三行表示了当符号判决的对应段从短回溯格型解码器12的输出中退出而且提供到最小平方信道冲激和噪声更新估计器32时、短回溯格型解码器12的处理关于这些段时间期间施加的零延迟。

第四行表示了当符号判决的对应段从长回溯格型解码器14的输出中退出而且提供到最小平方信道冲激和噪声更新估计器32时、长回溯格型解码器14的处理关于这些段时间期间施加的附加延迟。如图5所示，长回溯格型解码器14的处理相对于在长回溯格型解码器14的输入处的对应均衡段而言在时间上延迟符号判决。

第五行表示了由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32和抽头加权计算器34进行信道冲激响应和抽头加权计算时的附加延迟。

如图5所示，最小平方信道冲激和噪声更新估计器32在对更新信道冲激估计的计算中使用了来自长回溯格型解码器14的2.5段符号判决b和来自短回溯格型解码器12的0.5段符号判决c。假设由长回溯格型解码器14施加的延迟是0.5段，则由短回溯格型解码器12贡献的0.5段符号判决c与由长回溯格型解码器14贡献的2.5段符号判决b的末半段同时地出现。

短回溯格型解码器12的符号判决c多少不如长回溯格型解码器14的符号判决b那么可靠。然而，当信道冲激响应正迅速变化时(对于移动接收器而言就是这一情况)，减小的抽头更新等待时间TUL相对于不那么准确的符号判决c而言是值得一试的权衡。

长回溯格型解码器14具有在等于其最大回溯深度减1的延迟D_max之后输出可靠判决的能力。众所周知，长回溯格型解码器内部的路径存储器同时地保持零延迟直至延迟D_max的符号判决。这些符号判决可以在任何希望的时间并行地输出，这一点在公布的美国专利申请US2002/0154248 A1有描述。这一公布的申请描述了使用这样的并行输出来将判决反馈到判决反馈均衡器的反馈滤波器。此操作是有效并行的加载，其中对于每个符号更新而言，延迟为零直至延迟D_max的新判决集被同时加载到反馈滤波器中。

这一概念可以在确定经更新的信道冲激估计时由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32加以应用。取代了使用如关于图5描述的来自长回溯格型解码器14和短回溯格型解码器12的符号判决之组合，长回溯格型解码器14的足量并行残存路径存储器输出如图6中所示被用于信道冲激响应估计更新所需要的末0.5段判决b′，其中假设了0.5段的延迟。这一方法提供了所希望的抽头更新等待时间TUL之减少，而且与此同时，与使用如关于图5描述的来自长回溯格型解码器14和短回溯格型解码器12的符号判决之组合相比较，这一方法使用了更可靠的符号判决。

因而，图6中时序图的第一行表示了当接收符号y的对应段输入到判决反馈均衡器22时、包含该对应段的一连串的段时间期间。

第二行表示了当对应的均衡段从判决反馈均衡器22的输出中退出而且提供到长回溯格型解码器14时、判决反馈均衡器22的处理关于这些段时间期间施加的延迟。如图6所示，判决反馈均衡器22的处理相对于判决在反馈均衡器22的输入处的段而言在时间上延迟上述均衡段。

第三行表示了当符号判决的对应段从长回溯格型解码器14中并行地输出而且提供到最小平方信道冲激和噪声更新估计器32时、长回溯格型解码器14的处理关于这些段时间期间施加的零至D_max的延迟。

第四行表示了当符号判决的对应段从长回溯格型解码器14的输出中退出而且提供到最小平方信道冲激和噪声更新估计器32时、长回溯格型解码器14的处理关于这些段时间期间施加的附加延迟。如图6所示，长回溯格型解码器14的处理相对于在长回溯格型解码器14的输入处的对应均衡段而言在时间上延迟符号判决。

第五行表示了由最小平方信道冲激和噪声更新估计器32以及抽头加权计算器34进行信道冲激响应和抽头加权计算时的附加延迟。

如图6所示，最小平方信道冲激和噪声更新估计器32在对更新信道冲激估计的计算中使用了来自长回溯格型解码器14之输出的2.5段符号判决b和来自长回溯格型解码器14的0.5段并行符号判决b′。假设由长回溯格型解码器14施加的延迟是0.5段，则由长回溯格型解码器14贡献的0.5段并行符号判决与由长回溯格型解码器14的输出所贡献的2.5段符号判决b的末半段同时地出现。

来自长回溯格型解码器14的并行符号判决(见图3中的b′)与短回溯格型解码器12的符号判决相比更为可靠。

上面已经讨论了本发明的某些改型。本发明的其他改型对于本领域技术人员而言将是可以想到的。例如，解码器12和14可以是12相的格型解码器。12相的格型解码器之使用就大部分而言专用于依照ATSC标准的数字电视应用。然而，对于其它应用而言，可使用与12相的格型解码器不同的解码器。

因而，本发明的描述应解释仅仅是说明性的，并且目的在于向本领域的技术人员教授执行本发明的最佳模式。在不脱离本发明的精神时可以对细节充分地进行变化，并且保留在所附权利要求的范围之内所有改型的排他性使用。