OFDM系统内的频率误差估计和帧同步

摘要

在OFDM系统内的接收器中，基于指示检测导频功率的度量，执行频率误差估计和帧同步。该度量是基于在两个OFDM符号周期中获得的两个接收符号之间的互相关而进行定义的。为了进行频率误差估计，为多个假定频率误差中的每一个计算度量值。提供绝对值最大的度量值对应的假定频率误差，作为估计频率误差。为了进行帧同步，在每个OFDM符号周期中，通过将在NC个(如，最近的)OFDM符号周期内获得的度量值与NC个期望值进行相关，获得一个相关值。所述期望值是按照与计算所述度量值相一致的方式来计算的。对在不同的OFDM符号周期中获得的相关值，执行峰值检测，以确定帧同步。

说明书

发明领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及在正交频分复用(OFDM)通信系统内进行频率误差估计和帧同步的技术。

技术背景

OFDM是能够在一些无线环境下提供高性能的一种多载波调制技术。OFDM将全部系统带宽有效地分割成若干个(N_sb)正交子带，这些子带通常也被称为音频带、子载波、频率段和频率信道。利用OFDM，每个子带与可用数据进行调制的相应子载波相关联。

在OFDM系统中，最初，发射机对信息比特流进行编码、交织和调制，以获得调制符号流。在每个OFDM符号周期中，在N_sb个子带上可以发送N_sb个“发射”符号，其中每个发射符号可以是数据符号(如，数据的调制符号)、导频符号(如，导频的调制符号)、或零信号值。发射机利用快速傅立叶反变换(IFFT)，将N_sb个发射符号变换到时域，并获得包含N_sb个时域码片的“变换”符号。为了抵抗由无线信道中的多径效应引起的频率选择性衰落(如，在N_sb个子带上变化的频率响应)，通常重复每个变换后符号的某一部分。重复部分常被称为循环前缀并且包含N_cp个码片。利用变换后的符号及其循环前缀形成OFDM符号。每个OFDM符号包含N_L个码片(其中，N_L＝N_sb+N_cp)并且持续N_L个码片周期，即一个OFDM符号周期(或简称为，“符号周期”)。发射机也可以在多个帧内发射OFDM符号，其中每个帧包含若干个(N_sym)OFDM符号。进一步处理OFDM符号帧并发送给接收机。

接收机进行互补的处理并且获取每个收到的OFDM符号的N_L个采样。接收机从每个收到的OFDM符号中去除循环前缀，以获得接收变换符号。然后，利用快速傅立叶变换(FFT)，接收机将每个接收变换符号转换到频域，并且获得N_sb个子带的N_sb个“接收”符号，即N_sb个发射符号的估计。

通常，接收机进行频率误差估计，以确定接收机中的频率误差。频率误差的产生可能是由于发射机和接收机振荡器的频率差异、多普勒频移等。接收机通常还进行帧同步，以检测每个帧的起始位置，从而为解调制、解交织和解码提供正确的接收符号序列。

为了支持帧同步，发射机通常在每个帧上发送训练序列。该训练序列包含导频符号并且在指定子带上进行发送。接收机处理该训练序列，以检测每个帧的起始位置。该训练序列是降低系统效率的开销。此外，基于训练序列的检测性能通常鲁棒性不强，尤其是在低信噪比(SNR)情形下。

因此，本领域中需要在OFDM系统内进行频率误差估计和帧同步的技术。

发明内容

本申请公开了用于在OFDM系统内进行频率误差估计和帧同步的技术。这些技术即使在低SNR情形下，也能提供很好的性能，并且基于指示接收机中检测导频功率的度量(metric)。该度量可以按照多种方式来定义，这取决于检测导频功率所采用的方法。如果不能得到信道增益估计，这是进行频率误差估计时很典型的一种情况，那么，可以通过下列步骤检测导频功率：(1)对于用于导频传输的每一个导频子带，将在两个OFDM符号周期内获得的两个接收符号(通常是两个连续OFDM符号周期内的两个接收符号)进行互相关；(2)累计所有导频子带的相关结果，以获得一个判决统计值。然后，基于该判决统计来定义度量。

为了进行频率误差估计，为多个假定(hypothesized)频率误差中的每一个计算度量值，假定频率误差是接收机中不同的可能频率误差。识别多个假设频率误差的度量值中绝对值(magnitude)最大的度量值。在接收机中，提供所识别的这个度量值所对应的假定频率误差，作为估计频率误差。

为了进行帧同步，在每个OFDM符号周期中，通过将在N_C个(如，最近的)OFDM符号周期内获得的识别度量值与N_C个期望值进行相关，得到一个相关值。按照与计算度量值一致的方式，计算期望值。例如，如果发射机将每个导频子带的导频符号利用伪随机数(PN)序列进行加扰，并且通过对接收符号对进行互相关来获得度量值，那么，通过对PN序列中的码片对进行互相关，获得期望值。对在不同的OFDM符号周期中获得的相关值进行峰值检测，从而确定帧同步。

下面进一步详细地说明本发明的各个方面、实施例和特征。

附图说明

通过下面结合附图的详细描述，本发明的特色和本质将变得更加显而易见，在所有附图中，相同的标记表示相同的部件，其中：

图1示出了OFDM系统内的发射机和接收机；

图2利用频率时间平面，示出了一帧的导频和数据传输；

图3示出了恢复每帧的数据符号的过程；

图4示出了帧同步中M_n度量值与a_n期望值的相关；

图5示出了执行整数频率误差估计的过程；

图6示出了执行帧同步的过程；

图7示出了接收机中的OFDM解调器；以及

图8示出了OFDM解调器的一种具体设计。

具体实施方式

这里使用的“示例性的”一词意味着“用作例子、例证或说明”。这里被描述为“示例性”的任何实施例或设计不应被解释为比其他实施例或设计更优选或更具优势。

图1示出了OFDM系统100中的发射机110和接收机150的框图。在发射机110中，发射(TX)数据处理器120对业务数据(如，信息比特)进行接收、格式化和编码，以获得编码数据。编码增加了数据传输的可靠性，并且还可以包括差错检测(如，CRC)编码、前向纠错(如，卷积、Turbo和/或块)编码或其组合。通常，对具有固定或可变长度的每个数据分组进行编码。然后，TX数据处理器120对编码数据进行交织，以获得交织数据。针对有害路径影响，交织提供了时间和/或频率分集，并且还可以对每个数据分组执行交织。接下来，基于一种或多种调制方案(如，QPSK、M-PSK、M-QAM等)，对交织后的数据进行调制，以获得数据符号。对于数据和导频符号，可采用相同或不同的调制方案。

OFDM调制器130接收并处理数据和导频符号，以获得OFDM符号。OFDM调制器130的处理过程可能包括：(1)将数据符号、导频符号和零信号值分别复用到数据子带、导频子带和未用子带上，从而在每个OFDM符号周期中，获得N_sb个子带的N_sb个发射符号；(2)利用N_sb点IFFT，对每个OFDM符号周期的N_sb个发射符号进行变换，从而获得一个变换符号；(3)将循环前缀附加到每个变换后的符号，从而形成相应的OFDM符号。导频符号可以与数据符号进行复用，如下所述。OFDM调制器130提供多帧OFDM符号，其中每个帧包含N_sym个OFDM符号并可对应于整数个数据分组(如，一个数据分组)。

发射机单元(TMTR)132接收OFDM符号并将其转化为一个或多个模拟信号，进一步修整(如，放大、滤波和上变频)模拟信号，以生成适合在无线信道中传输的调制信号。然后，通过天线134将调制信号发送到接收机150。

在接收机150中，天线152接收发送信号，并将其提供给接收机单元(RCVR)154。接收机单元154修整(如，滤波、放大和下变频)收到的信号，并将修整过的数据进行数字化，以获得输入采样流。OFDM解调器160接收并处理输入采样，以获得接收符号。OFDM解调器160执行的处理过程可能包括：(1)对输入采样进行上述预处理；(2)去除附加在收到的每个OFDM符号上的循环前缀，以生成接收变换符号；(3)将每个接收变换符号利用N_sb点FFT进行转换，以生成N_s个子带的N_sb个接收符号。每个OFDM符号周期的N_sb个接收符号包括数据子带的接收数据符号和导频子带的接收导频符号。OFDM解调器160还估计并矫正接收机中的频率误差，检测每个帧的起始位置，执行数据检测，并且提供每个帧的检测数据符号序列，如下所述。接收(RX)数据处理器170接着对检测数据符号进行解调制、解交织和解码，从而提供解码数据。OFDM解调器160和RX数据处理器170的处理过程分别与发射机110中的OFDM调制器130和TX数据处理器120的处理过程是相互补的。

控制器140和180分别管理发射机110和接收机150的操作。存储器单元142和182分别为控制器140和180使用的程序代码和数据提供存储空间。

图2示出了频率时间平面200上一帧的数据和导频符号传输。平面200的垂直轴代表频率且水平轴代表时间。在垂直轴上，为N_sb个子带分配标号1至N_sb。N_P个子带用于导频符号的传输，其中，通常，N_sb≥N_P≥1。在图2中，导频子带用阴影块标识并且可将其分布(如，均匀地)到全部N_sb个子带上。在水平轴上，为一帧的N_sym个OFDM符号分配标号1至N_sym。每个OFDM符号包括N_sb个子带上的N_sb个发送符号。在下面的描述中，k为子带标号，n为OFDM符号和OFDM符号周期的标号。

对于图2中标识的各种参数，不同的OFDM系统可能采用不同的值。作为一个具体的例子，一个示例性的OFDM系统的总共系统带宽可能为BW_sys＝6MHz，采用具有N_sb＝4096个子带的OFDM符号，为导频符号分配N_P＝512个子带，使用N_cp＝512个码片的循环前缀，具有一秒钟的帧长。对于这个系统来说，每个子带的带宽为BW_sb＝1.46KHz(如，6.0MHz/4096)，每个OFDM符号的长度为N_L＝4608个码片(如，4096+512)，每个OFDM符号周期的持续帧长为768微秒(如，4608/6.0×10^-6)，每个帧包含N_sym＝1302个OFDM符号(如，1.0/768×10^-6)。

图2还示出了频分复用(FDM)导频符号传输方案，其中，导频符号在导频子带上进行发送且数据符号在数据子带上进行发送。导频子带在所有OFDM符号周期可以是固定的，也可以随着符号周期、帧等的不同而变化。导频符号的传输还可以在整个帧连续进行发送，或只在一些OFDM符号周期进行发送。在任何情况下，发射机和接收机都预先知道用于导频符号传输的子带和发送导频符号所在的OFDM符号周期。为简单起见，下面的描述假设在指定导频子带上连续发送导频符号，如图2所示。

在一个OFDM符号周期中，在N_P个导频子带上发送N_P个导频符号的序列。该导频符号序列表示为{p(k)}，并且包含每个导频子带的一个导频符号。在该帧的N_sym个OFDM符号周期的每一个中，发送相同的导频符号序列{p(k)}。

为了便于帧同步，利用PN序列对每个导频子带的导频符号进行加扰。PN序列表示为{b_n}，并且包含N_sym个PN码片，其中每个PN码片是+1或-1(如，b_n∈{1，-1})。对于每个导频子带来说，将一帧的N_sym个OFDM符号周期的N_sym个导频符号(值相同)与N_sym个PN码片相乘，以生成该导频子带的N_sym个加扰后的导频符号。可以将每个OFDM符号周期的每个导频子带的加扰后的导频符号表示为：

P_n(k)＝p(k)·b_n，其中，k∈P，                   公式(1)

其中，P_n(k)是符号周期n的导频子带k的加扰后的导频符号；以及，

P是N_P个导频子带的集合。

基于N_P个导频子带的N_P个导频符号和相同的PN序列，生成这些子带的N_P个加扰后的导频符号序列。将加扰后的导频符号与数据符号进行复用、处理和发送。

在接收机中，经过FFT后，可以将收到的符号表示为：

$>>>R>n>>>(>k>)>>=>>S>n>>>(>k>)>>·>>H>n>>>(>k>)>>·>>e>>j>>(>\theta >+>>2>\pi fn>>N>L>>/>>N>sb>>)>>>>+>>N>n>>>(>k>)>>,>>>公式(2)$

其中，S_n(k)是符号周期n内子带k的发送符号；

H_n(k)是符号周期n内子带k的复数信道增益；

N_n(k)是符号周期n内子带k的噪声；

R_n(k)是符号周期n内子带k的接收符号；

θ是在所有N_sb个子带上保持不变的未知相位偏差；以及，

f是要估计的频率偏差(在整数个子带内)。

发送符号S_n(k)可以是导频符号P_n(k)或数据符号D_n(k)。

公式(2)假设，在执行FFT之前，已经估计并矫正了分数频率误差(如，少于一个子带的频率误差)。基于附加在每个OFDM符号上的循环前缀或采用一些其它本领域已知技术，可以估计出±BW_sb/2范围内的分数频率误差。分数频率误差引起带内干扰，因此在执行FFT之前，将其估计出，并利用相位旋转器(phase rotator)去除，如下所述。

频率误差f是一个较大的频率误差，比如，可能是由不同的发射机和接收机振荡器频率产生的。因为在FFT之前已经纠正了分数部分，所以频率误差f处在整数个子带内。整数频率误差f导致发送符号S_n(k)在子带k上被发送出去，在子带k+f上被接收到，例如，S_n(k)R_n(k+f)。因此，与在发射机中的前IFFT频谱相比，在接收机中的后FFT频谱被移动了f。整数频率误差只移动频谱，而不会引起带内干扰。因此，在接收机中，可以在执行FFT之前或之后，去除这个频率误差。在下面的描述中，“频率误差”和“频率偏差(offset)”是同义术语，可以交替使用。

图3示出了用于恢复一帧的发送符号S_n(k)的处理过程300的流程图。最初，基于度量M_n(f)和接收符号R_n(k)，估计整数频率误差f，如下所述(步骤312)。然后，去除估计出的整数频率误差以获得频率矫正后的符号其包括数据子带的频率矫正后的数据符号(如，收到的数据符号)和导频子带的频率矫正后的导频符号(如，收到的导频符号)(步骤314)。基于同样的度量M_n(f)和频率矫正后的导频符号，还执行帧同步(步骤316)。

一旦执行了整数频率误差矫正和帧同步，就可以基于频率矫正后的导频符号估计信道增益H_n(k)(步骤318)。然后，利用信道增益估计对频率矫正后的数据符号进行数据检测，以获得检测数据符号即发射机发送的数据符号D_n(k)的估计(步骤320)。提供该帧的一个正确的检测数据符号序列，以便进行后续的处理(步骤322)。下面将详细描述图3中的每一个步骤。

对于图3中步骤312，基于度量M_n(f)，其指示接收机中检测导频功率，估计整数频率误差f。可以采用各种方式定义度量M_n(f)，这取决于检测导频功率所采用的方法。接收机可以采用不同的方法进行导频功率检测，这取决于信道增益估计是否是可用的。下面描述几种导频功率检测方法。

当接收机中的信道增益估计不可用时，可以采用互相关方法来检测接收导频功率。这是执行频率误差估计时的典型情况。对于这种方法，f的不同假定(hypotheses)的判决统计值可以表示为：

$>>>A>n>>>(ver>>f>~>>)>>=>>\Sigma >>k>\in >P>\; >>(>k>+ver>>f>~>>)>>·sup>>R>>n>->1>>*sup>>>(>k>+ver>>f>~>>)>>·>>e>>->j>2>\pi ver>>f>~>>>N>L>>/>>N>sb>>>>,>>>其中，$ >ver>>f>~>>\in >F>,>>>公式(3)$$

其中，是假定频率误差；

是假定子带，它从导频子带k偏移了

是在符号周期n中的假定子带的接收符号；

是在符号周期n中的假定频率误差的判决统计值；

F是要估计的假定频率误差的集合，例如，F＝{0，±1...±f_max}，

其中，f_max是最大的预期频率误差；以及

“*”表示复共轭。

集合F中的每一个假定频率误差是接收机中一个不同的可能整数频率误差。

在公式(3)中，假设将导频子带k的导频符号偏移了假定频率误差并且假定的子带(而不是导频子带k)的接收符号和用于判决统计。公式(3)有效地计算出了两个连续的OFDM符号周期的两个接收符号之间的互相关，例如，这种互相关消除了无线信道的影响，而不需要通常尚不可用的信道增益估计。接下来，公式(3)累计所有N_P个导频子带的互相关结果，从而获得假定的频率误差估计的判决统计值

公式(3)中的指数项表示由假定频率误差引起的两个连续的OFDM符号之间的相位差异(如，相位偏移)。不同的假定频率误差具有不同的相位偏移。公式(3)还假设，在两个OFDM符号周期中，无线信道基本保持不变或变化缓慢。通常，这种假设适合大多数的系统。如果无线信道变化较快，则判决统计值的质量会下降。

针对f的不同假定中的每一个，计算判决统计值对于集合F中所有假定的频率误差，生成判决统计值的一个集合，其中， $>ver>>f>~>>\in >F>.>>>$

将度量定义为：

$>>>M>n>>>(ver>>f>~>>)>>=>Re>\{>>A>n>>>(ver>>f>~>>)>>\}>.>>>公式(4)$

通常，判决统计值是一个复数值，并且只有实数部分用于该度量。

可以将整数频率误差估计为导致该度量最大绝对值的假定频率误差。可将其表示为：

$>>ver>>f>^>>n>>=>arg>>max>ver>>f>~>>\in >F>\; >|>>M>n>>>(ver>>f>~>>)>>|>,>>>公式(5)$

其中，是在OFDM符号周期n确定的估计出的整数频率误差。因为利用PN序列{a_n}对导频符号进行了加扰，所以，该度量可能同时具有正值和负值。取该度量的绝对值，就消除了加扰的影响。

整数频率误差可以利用一对OFDM符号来估计一次，或利用多对OFDM符号来估计多次。频率误差通常变化缓慢，并且对于每个OFDM符号对，经常得到相同的估计整数频率误差。整数频率误差的多个估计值可用于检测一个错误的估计并为估计整数频率误差提供更高的可靠性。在任何情况下，在步骤312，得到一个估计整数频率误差。此外，当接收机首次调谐到发射机并且发射机和接收机振荡器频率之间存在很大差异时，通常只需要执行一次整数频率误差估计。

在假定f正确的条件下，度量M_n(f)可以表示为：

$>>>M>n>>>(>f>)>>=>>a>n>>·>>\Sigma >>k>\in >P>\; >>>|>>H>n>>>(>k>+>f>)>>|>>2>>·>>>|>p>>(>k>+>f>)>>|>>2>>+>>v>n>>>(>k>+>f>)>>,>>>公式(6)$

其中，v_n(k+f)是M_n(f)的噪声项，并且可以表示为：

$>>>v>n>>>(>k>+>f>)>>=>Re>\{>>\Sigma >>k>\in >P>\; >>R>n>>>(>k>+>f>)>>·sup>>N>>n>->1>>*sup>>>(>k>+>f>)>>+sup>>R>>n>->1>>*sup>>>(>k>+>f>)>>·>>N>n>>>(>k>+>f>)>>\}>,>>>公式(7)$

并且，a_n＝b_n·b_n-1，其中， $>>>b>0>>=>>>b>N>>sym>>>>且a$_n∈{1，-1)。公式(8)在公式(6)和公式(8)中，a_n是两个连续的OFDM符号周期的两个PN码片b_n和b_n-1之间的相关值，其中，PN序列回绕(wrap around)。

对于加性高斯白噪声(AWGN)信道来说，可以从公式(6)中省掉信道增益H_n(k+f)。在这种情况中，对于正确的假定f，度量M_n(f)的SNR可以表示为：

$>>>SNR>fe>>=>>>>(>>N>P>>·>>P>S>>)>>2>>>>N>P>>·sup>>\sigma >v>2sup>>>>=>>N>P>>·>>>P>S>sup>>\sigma >n>2sup>>>,>>>公式(9)$

其中，P_s是每个导频符号的发射功率，即P_s＝E{|p_k|²}，其中，E{x}是x的期望值；

σ_v²是噪声v_n(k+f)的方差，即 $>sup>>\sigma >v>2sup>>=sup>>\sigma >n>2sup>>·>>P>s>>;>>>$

σ_n²是噪声N_n(k)的方差；

(N_P·P_s)²是度量M_n(f)的信号功率；

N_P·σ_v²是度量M_n(f)的噪声功率；以及

SNR_fe是度量M_n(f)的SNR。

在公式(9)中，比值P_s/σ_n²也是接收数据符号的SNR。如果频率子带的数量足够大，那么，即使在接收数据符号的SNR低的时候，度量M_n(f)的SNR也可以比较高。对于上述N_P＝512的示例性OFDM系统，当接收数据符号的SNR为0dB时，度量M_n(f)的SNR大约是27dB(如，当 $>>>P>s>>/sup>>\sigma >n>2sup>>=>0>dB>>>时，SNR$_fe≈27dB)。因此即使在低SNR条件下，基于M_n(f)，也可以可靠地估计出整数频率误差。

在公式(3)中，由于假定频率误差，利用指数项来进行相位校正。在没有这个相位校正项的情况下，还可以定义简化的判决统计值如下所示：

$>sup>>A>n>\prime sup>>>(ver>>f>~>>)>>=>>\Sigma >>k>\in >P>\; >>R>n>>>(>k>+ver>>f>~>>)>>·sup>>R>>n>->1>>*sup>>>(>k>+ver>>f>~>>)>>.>>>公式(10)$

也可以定义度量 $>>>M>n>>>(ver>>f>~>>)>>=sup>>A>n>\prime sup>>>(ver>>f>~>>)>>.>>>如公式(5)所示，可以估计整数频率误差。通常，是一个复数值，并且，可以更容易地计算绝对值的平方(而不是绝对值)并将其用于公式(5)。可以看出，基于定义的度量M$_n(f)的SNR，与基于定义的度量M_n(f)的SNR相比，大约差了3dB。这个SNR的3dB的下降可以通过使导频子带的数量加倍来进行补偿。

当接收机中的信道增益估计可用时，可以采用匹配滤波方法来检测接收导频功率。对于这种方法，可定义判决统计值为：

$>sup>>A>n>>\prime >\prime >sup>>>(ver>>f>~>>)>>=>>\Sigma >>k>\in >P>\; >>R>n>>>(>k>+ver>>f>~>>)>>·sup>>P>n>*sup>>>(>k>)>>·sup>ver>>H>^>>n>*sup>>>(>k>+ver>>f>~>>)>>,>>>其中，$ >ver>>f>~>>\in >F>,>>>公式(11)$$

其中，是假定子带的信道增益估计。在公式(11)中，乘以去除了无线信道的影响，以及，乘以P_n^*(k)去除了导频符号上的调制。于是，可以定义度量M_n(f)等于判决统计值的实数部分，如， $>>>M>n>>>(ver>>f>~>>)>>=>Re>\{sup>>A>n>>\prime >\prime >sup>>>(ver>>f>~>>)>>\}>,>>>与公式(4)中所示相似。还可以采用其它方法来检测接收导频功率。基于这些方法提供的判决统计值来定义度量。$

对于图3中的步骤314来说，去除估计出的整数频率误差，以获得频率矫正后的符号。在接收机处，可以在FFT之前或之后执行整数频率误差矫正。对于后FFT频率误差矫正，接收符号R_n(k)仅仅搬移了个子带，并且对于所有可用的k值，获得频率矫正后的符号为 $>>ver>>S>~>>n>>>(>k>)>>=>>R>n>>>(>k>+ver>>f>^>>)>>.>>>对于前FFT频率误差矫正，将估计出的整数频率误差与分数频率误差相结合，以获得总频率误差。然后，利用总频率误差，对输入采样进行相位旋转，并且对相位旋转后的采样执行FFT。对于估计出的频率误差，还可以通过锁相环(PLL)调整接收机振荡器的频率来进行纠正。$

对于图3中的步骤316，帧同步的执行可以基于：(1)用于频率误差估计的相同度量M_n(f)；以及，(2)频率矫正后的导频符号步骤312的频率误差估计提供了每个OFDM符号周期n的最大度量值M_n(f)，可将其表示为：

$>>>M>n>>=>>M>n>>>(ver>>f>^>>)>>,>>>公式(12)$

其中，可以基于或来定义如果整数频率误差在执行FFT之前进行了矫正，具可以使用简化的判决统计。基于频率矫正后的导频符号，通过频率误差估计来获得M_n度量值。

对于每个OFDM符号周期，执行M_n和a_n值之间的互相关，如下所示：

$>>>C>n>>=over>>\Sigma >>i>=>0>>>>N>C>>->1>\; >>M>>n>->i>>>·>>a>>>N>c>>->i>>>,>>>公式(13)$

其中，N_C是相关的长度，其满足N_L≥N_C≥1；以及C_n是每帧的(1)N_C个最近的OFDM符号周期的M_n值和(2)起始N_C个OFDM符号周期的a_n值之间进行互相关的结果。

图4示出了M_n和a_n值之间的互相关。图4顶部示出了一帧的前N_C个a_n值的截断(truncated)序列，并且为其分配标号1至N_C。图4中间示出了N_C+1个最近M_n值的序列，并且为其分配标号n-N_C至n。在每个OFDM符号周期n中，通过将截断a_n序列与该OFDM符号周期的M_n序列进行相关，获得一个C_n相关值。当为下一个OFDM符号周期获得一个新的M_n值时，M_n序列有效地向左移位。a_n序列保持不变。

a_n值是M_n值的期望值。对于上述实施例，因为M_n值是通过将利用两个PN码片b_n和b_n-1进行加扰的两个连续的接收导频符号进行相关而获得的，所以把a_n值定义为a_n＝b_n·b_n-1。对于这个实施例，如果定义PN序列{b_n}，以使得{a_n}序列也是一个PN序列，那么可以获得帧同步的增强性能。更具体地说，{a_n}序列和它移位后结果之间的互相关应该是零或更低的值，除非对齐(aligned)这两个序列。对于这个实施例，其中，基于公式(11)中所示的判决统计值，获得M_n值，a_n值仅等于该PN序列的b_n值。通常，a_n值取决于获得M_n值的方式。

对在不同的OFDM符号周期获得的C_n相关值，执行峰值检测，以确定一帧的起始位置。当M_n值与a_n值对齐时，出现相关峰值。可以采用多种方式执行峰值检测。例如，将每个OFDM符号周期的C_n相关值与一个门限值进行比较，并且，只要相关值超过门限值，就可以宣布相关峰值。作为另一个例子，只要C_n相关值超出平均值或下一个最大相关值一定量时，就可以宣布相关峰值。

还可以执行帧同步来检测一帧的末尾或该帧的其它部分。这可以通过选择a_n值序列的不同部分来实现，所选择的部分对应于该帧要检测的部分。通常，相关在以下两者之间执行：(1)当前OFDM符号周期n“标记(mark)”的N_C个OFDM符号周期的M_n值；以及(2)在该帧指定的OFDM符号周期或部分上M_n值的a_n期望值。

对于AWGN信道，M_n和a_n之间的相关提供了在峰值处C_n相关值的SNR中N_C(该相关的长度)的增益。因此，即使在低SNR条件下，也可以对帧同步进行鲁棒性检测。可以基于多种因素来选择相关长度N_C。N_C值越大，SNR中的增益就越高，帧检测的可靠性也就更高。然而，N_C值越大，就需要越大的存储空间来存储M_n值。

为了简化帧同步的处理过程，可以将M_n值量化成L个比特，其中，L≥1。例如，通过对M_n值执行硬式判决，可以将其量化为1个比特。可以将量化后的M_n值(表示为)与公式(13)所示的a_n值进行相关。

如果导频符号利用上述PN序列进行了加扰，那么在执行帧同步并且获知该帧的起始位置之前，无法恢复导频符号。然后，通过将频率矫正后的导频符号乘以该PN序列的共轭复数，可以对这些符号进行解扰。基于解扰后的导频符号，可以估计信道增益H_n(k)。

对于图3中步骤320，对频率矫正后的数据符号执行数据检测，如下所示：

$>>ver>>D>^>>n>>>(>k>)>>=>>>ver>>D>~>>n>>>(>k>)>>>>ver>>H>^>>n>>>(>k>)>>>>,>>>公式(14)$

其中，是符号周期n内子带k的信道增益估计；以及，

是符号周期n内子带k的检测数据符号。还可以采用本领域已知的其他方式执行数据检测。提供该帧的检测数据符号，作为一个序列，以用于后续处理过程。

图5示出了过程500的流程图，该过程用于在OFDM系统内的接收机中执行整数频率误差估计。过程500可用于图3中的步骤312。

最初，基于接收符号，对多个假定频率误差中的每一个，计算度量M_n(f)的值(框510)。这可以通过选择用于估计的假定频率误差来实现(步骤512)。对于每个导频子带k，对在假定子带上两个连续的OFDM符号周期内获得的两个接收符号，执行互相关，该假定频率子带从导频子带k偏移了(步骤514)。在互相关中可以包括或不包括相位校正项，如公式(3)和(10)所示。累计所有导频子带的互相关结果，从而为假定频率误差，获得判决统计值或(步骤516)。如果尚未估计完所有的假定频率误差(步骤518中判断)，那么处理过程回到步骤512来选择另一个假定频率误差进行估计。否则，从针对所有估计的假定频率误差获得判决统计值的集合中，获得度量值的集合(步骤520)。该度量可以是判决统计值的实数部分或整个判决统计值。

然后，基于度量值的集合，估计频率误差(框530)。这可以通过计算每个度量值的绝对值(或绝对值的平方)来实现。识别集合中绝对值最大(或绝对值平方最大)的度量值(步骤532)。提供这个识别的度量值的假定频率误差，作为估计整数频率误差(步骤534)。

整数频率误差估计通常只需要执行一次，例如，当接收机首次调谐到发射机或在长时间不活跃后数据传输的起始位置。其后，采用估计和追踪出分数频率误差的机制来维持接收机中的频率锁定。

图6示出了过程600的流程图，该过程用于在OFDM系统的接收中执行帧同步。过程600可用于图3中的步骤316。

最初，基于在每个导频子带上两个连续的OFDM符号周期中获得的两个接收符号之间的互相关，为每个OFDM符号周期计算度量值M_n，如上所述(步骤612)。在前FFT或后FFT估计并且去除整数频率误差f后，获得度量值M_n。在每个OFDM符号周期，将N_C个(如，最近的)OFDM符号周期的M_n值序列，与a_n值序列进行相关，以获得该OFDM符号周期的一个相关值C_n，如公式(13)所示(步骤614)。a_n值是在合适的时间对齐时M_n值的期望值。然后，对为不同的OFDM符号周期获得的相关值进行峰值检测(步骤616)。当检测到一个相关峰值时，宣布帧同步(步骤618)。检测的相关峰值对应于一帧的起始位置或该帧的其他部分，这取决于用于进行相关的a_n值的序列。

帧同步可以在连续基础上执行，如，对于每个帧。帧同步还可以在需要的时候执行，如，在每个数据突发的起始位置。

图7示出了图1的接收机150中的OFDM解调器160的一个实施例的框图。预处理器710接收并处理来自接收机单元154的输入采样，以及提供经过预处理的采样。预处理器710可以执行采样速率转换、分数或者整数频率矫正、循环前缀去除等，如下所述。FFT单元720对每个接收OFDM符号的经过预处理的采样执行FFT，从而获得接收符号R_n(k)。

基于度量M_n(f)和接收符号R_n(k)，度量计算单元/频率误差估计器750对接收机150中的整数频率误差进行估计，如上所述。单元750将估计出的整数频率误差提供给预处理器710或频率矫正单元730。预处理器710可以执行前FFT整数频率误差矫正，以及，频率矫正单元730可以执行后FFT整数频率误差矫正。帧同步单元760从度量计算单元750中接收M_n度量值，基于这些度量值，执行帧同步，并且，将帧同步(Frame Sync)信号提供给信道估计器770。帧同步信号指示每帧的起始位置。

频率矫正单元730把频率矫正后的数据符号提供给数据检测器740，以及，把频率矫正后的导频符号提供给信道估计器770。信道估计器770基于帧同步信号，对频率矫正后的导频符号进行解扰，基于解扰后的导频符号，估计信道增益，以及，把信道增益估计提供给数据检测器740。如公式(14)所示，数据检测器740利用信道增益估计，对频率矫正后的数据符号执行数据检测，并且提供检测数据符号

图8示出了OFDM解调器160的一个具体的设计框图。在预处理器710中，采样速率转换器810接收输入采样(以采样速率)并将其转换成内插采样(以码片速率)。码片速率是指在发射机中构成OFDM符号的码片的速率。采样速率是指接收机单元154用来数字化接收信号的速率。为了简化接收机中的滤波，通常选择采样速率高于码片速率。时间获取单元812获取收到的OFDM符号的时序(如，基于循环前缀)，确定收到的OFDM符号的边界，以及把时序信号提供给OFDM解调器160中其他的处理单元(为简单起见，没有在图8中示出)。基于内插采样中的循环前缀，分数频率误差检测器814对接收机中的分数频率误差进行估计。相位旋转器816对内插采样进行分数频率误差矫正并且提供频率矫正后的采样。循环前缀去除单元去除发射机附加到每个OFDM符号上的循环前缀，以及，提供经过预处理采样。

对于图8中示出的实施例来说，度量计算单元/频率误差估计器750采用基于互相关方法定义的度量。在单元750中，相关器850对假定子带上两个连续的OFDM符号周期中获得的接收符号对，执行互相关。对于每个假定频率误差为每个导频子带执行互相关，并且，可以考虑或者不考虑假定频率误差的相位校正。对于每个假定频率误差，累加器/后处理单元852累加所有子带的相关结果，以获得该假设的判决统计值基于判决统计值的实数部分或整个判决统计值单元852为每个假定频率误差提供度量值相关器850和累加器852组成了度量计算单元。在每个OFDM符号周期，绝对值检测器854检测绝对值最大的度量值。检测器854：(1)把估计出的频率误差提供给频率矫正单元730或分数频率误差检测器814；以及，(2)把M_n度量值提供给帧同步单元760。

对于图8中示出的实施例，帧同步单元760中的相关器860将M_n度量值与a_n值进行相关，并且，为每个OFDM符号周期提供相关值C_n。峰值检测器862对不同的OFDM符号周期的C_n相关值，执行峰值检测，并且，提供帧同步信号。

为清楚起见，对于一个示例性的OFDM系统，同时描述了频率误差估计和帧同步。通常，上述频率误差估计技术的使用可以独立于帧同步。此外，上述帧同步技术的使用可以独立于能够用各种方式实现的频率误差估计。在接收机中，可以采用这里描述的频率误差估计技术、或帧同步技术、或频率误差估计技术和帧同步技术，这取决于它的设计。

上述导频传输方案同时支持频率误差估计和帧同步。还可以利用其他的导频传输方案。例如，导频符号的发射可以按照非连续的方式(如，仅在指定OFDM符号周期)，在不同的OFDM符号周期的不同子带上等。导频符号不需要PN序列进行加扰，以便进行频率误差估计。定义度量的方式对应于该OFDM系统采用的导频传输方案，并且与它保持一致。

这里描述的频率误差估计和帧同步的技术可通过多种方式来实现。例如，这些技术可以用硬件、软件或软硬件结合的方式来实现。对于硬件实现，用于执行频率误差估计和/或帧同步的处理单元可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器件(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、用于执行此处所述功能的其他电子单元或其组合中。

对于软件实现，频率误差估计和帧同步的技术可用执行此处所述功能的模块(例如，过程、函数等)来实现。这些软件代码可以存储在存储器单元(如，图1中的存储器单元182)中，并由处理器(如控制器180)执行。存储器单元可以实现在处理器内或处理器外，在后一种情况下，它经由本领域内公知的各种手段，可通信地连接到处理器。

所述公开实施例的上述描述可使得本领域的技术人员能够实现或者使用本发明。对于本领域技术人员来说，这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离本发明的精神和范围的基础上应用于其他实施例。因此，本发明并不限于这里给出的实施例，而是与符合这里公开的原理和新颖特征的最广范围相一致。