共面谐振器及使用了该共面谐振器的滤波器

摘要

本发明涉及一种共面谐振器，其由电介质基板、形成于其表面的中心导体以及包围该中心导体而形成的地导体构成，该中心导体由直线状延长形成的主线路导体(31)、从该主线路导体的至少一端分支并折回且延长到主线路导体的两侧的副线路导体(32a)、(32b)构成。

说明书

技术领域

本发明涉及主要用于微波带及毫米波带的共面谐振器及使用了该共面谐振器的滤波器，并将它们小型化。

背景技术

以往，使用了在平面电路基板上形成的共面线的谐振器及使用了该谐振器的滤波器通常配置多条线路构成。作为将使用有该共面线的谐振器及滤波器小型化的技术，已知有公开于专利文献1中的没有耦合用的集中常数元件，可直接将形成λ/4(λ为波长)共面谐振器的线路串联配置的技术。

图20表示使用了专利文献1中所示共面线的滤波器的一例。滤波器200，其对在矩形板状的电介质基板201的整个表面通过蒸镀或喷溅法设置的地导体202利用光刻法(photo lithography)进行蚀刻加工而通过被构图的四个λ/4共面谐振器Q1、Q2、Q3、Q4串联连接构成。

四个λ/4共面谐振器Q1、Q2、Q3、Q4由具有在矩形板状的电介质基板201的长度方向中心线上形成的相当于使用频率的1/4波长的电气长度的中心导体203、204、205、206、和在其延长方向的两侧空开间隙g20的间隔而形成的地导体202形成。

λ/4共面谐振器Q1的中心导体203的一端与接地的地导体202连接，且从中心导体203的延长方向将输入输出端子P1导出向电介质基板201的长度方向的一边侧。

经由通过间隙g21得到的电容性接合部C1与形成谐振器Q1的中心导体203的另一端相对，并且配置与成为谐振器Q2的中心导体203相同的宽度的中心导体204的一端。中心导体204的另一端通过直线状线路导体207、208与中心导体204的长度方向两侧的地导体202电连接，形成感应性耦合部L1。经由该感应性耦合部L1即直线状线路导体207、208，使中心导体204的另一端(中心导体205的一端)原样地延伸，形成构成谐振器Q3的中心导体205。

经由通过间隙g22得到的电容性接合部C2与形成谐振器Q3的中心导体205的另一端相对，并且配置与形成谐振器Q4的中心导体205相同宽度的中心导体206的一端，并将中心导体206的另一端与地导体202电连接，从中心导体206的延长方向将输入输出端子P2导向电介质基板201的长度方向的一边侧，构成滤波器。

专利文献1：特开平11-220304号公报(图1)

但是，在如上述的现有技术中，由于将多个共面谐振器串联连接构成滤波器，因而存在着滤波器的整体长度以谐振器的大小的整数倍地增长的问题。例如，如果制作基板的介电常数为9.68，厚度为0.5mm，5GHz带的λ/4共面谐振器，则谐振器长度约为6.4mm。在上述的例子中，由于串联连接四个谐振器，所以即使是不含有输入输出端子的最低限度的长度，全长也会达到25.6mm。这样的滤波器例如用于移动通信用的基地站，且配置在紧挨天线的附近。用于基地站的滤波器为了减小损失，而将滤波器整体冷却，在超导状态下使用。在这样的情况下，为减小设置场所的风造成的空气阻力，需要使包括冷却装置的滤波器整体的大小极其小型化。另外，如果滤波器减小，则冷却装置的冷却能力也会减小。这样，小型的部件被需求着。

作为响应该要求的一个方法，如图21所示，将中心导体曲折状连接的结构的滤波器已经被提案。图21所示的滤波器将中心导体相对于信号的输入输出方向正交的方向反复弯曲，缩短输入输出方向的全长。仅中心导体弯曲的部分不同，其它与将先前已说明的四个λ/4共面谐振器串联连接的图20的滤波器的构成完全相同，从而将参照符号设为相同，省略说明。

如果加长相对于信号的输入输出方向正交的方向的中心导体的线路长度，则输入输出方向的滤波器的全长能够缩短，但存在与输入输出方向正交的方向的大小增大的问题。

发明内容

本发明是鉴于这样的问题点而构成的，其目的在于，提供能够比现有技术小型化的共面谐振器及滤波器。

本发明的共面谐振器中，由主线路导体和从该主线路导体的至少一端分支并折回到主线路导体两侧进而延长的副线路导体两者构成中心导体。

根据本发明的共面谐振器，由于中心导体的线路长度为在信号的传输方向平行配置的主线路导体、和从该主线路导体的至少一端分支并折回的副线路导体的合计线路长度，故能够以折回的副线路导体的长度量缩短在信号的传输方向的谐振器的长度。因此，可将共面谐振器及共面滤波器小型化。

附图说明

图1A是表示现有的半波长共面谐振器的图；

图1B是表示本发明的半波长共面谐振器的图；

图1C是表示本发明的半波长共面谐振器的图；

图2是表示半波长谐振器的频率特性的图；

图3A是表示现有的λ/4共面谐振器的图；

图3B是表示本发明的λ/4共面谐振器的图；

图3C是表示本发明的λ/4共面谐振器的图；

图3D是表示本发明的λ/4共面谐振器的图；

图4是表示λ/4谐振器的频率特性的图；

图5是表示本发明的实施例六的图；

图6是表示本发明实施例六的谐振器的频率特性的图；

图7是表示本发明实施例七的图；

图8是表示本发明实施例七的谐振器的频率特性的图；

图9是表示本发明实施例七的谐振器的谐振频率的频率特性的图；

图10A是表示本发明实施例八的图；

图10B是表示本发明实施例九的图；

图10C是表示本发明实施例十的图；

图11A～11D是表示将图7及图10A～10C所示的谐振子的线路导体的接合部和折曲部设为圆弧状的谐振子的图；

图12是表示经由耦合部将四个图7所示的λ/4谐振器顺序串联连接而成的滤波器的图；

图13是表示图12的滤波器的频率特性的图；

图14是表示经由耦合部将八个图7所示的λ/4谐振器顺序串联连接而成的滤波器的图；

图15是表示图14的滤波器的频率特性的图；

图16是表示经由耦合部将八个图10A所示的λ/4谐振器顺序串联连接而成的滤波器的图；

图17是表示图16的滤波器的频率特性的图；

图18是表示经由耦合部将八个图10C所示的λ/4谐振器顺序串联连接而成的滤波器的图；

图19是表示图18的滤波器的频率特性的图；

图20是表示使用了特许文献1中所示的共面线的滤波器的图；

图21是表示将中心导体曲折状相连的构造的滤波器的图。

具体实施方式

下面，参照附图说明本发明的实施方式。

第一实施方式

作为本发明的第一实施方式，图1B、图1C表示本发明的半波长共面谐振器。图1B、1C表示的本发明的半波长共面谐振器为将图1A所示的现有的半波长共面谐振器的中心导体变形了的结构。

图1A是从正上方看到的矩形板状的电介质基板10的表面上形成的电极结构的平面图。在电介质基板10的一个短边的中央部分配置有长方形状的输入输出端子11，并在该输入输出端子11的两长边外侧形成有空出间隙g10的间隔连接到接地电位的地导体12a、12b。在输入输出端子11的基板内侧形成有空开与间隙g10相同的间隔连接地导体12a和12b的短路部15，进而空开间隙g11的间隔使输入输出端子11与相同宽度的中心导体13的一端相对。

中心导体13构成半波长谐振器的谐振子，例如若使电介质基板10的比介电常数为9.68、厚度为0.5mm、谐振频率为5GHz(下面的这些条件相同)时，其线路长度为12.92mm。中心导体13朝向矩形板状的长度方向被直线状配置。

在中心导体13的长度方向两外侧空开比输入输出端子11部分的间隙g10大的间隙g14的间隔而配置地导体12a、12b。在中心导体13的另一端侧空开与间隙g11相同的间隔而配置有形成与电介质基板10的一个短边相同形状的短路部16和输入输出端子14。

这样，以规定长度的中心导体13为中心，由地导体12a、12b包围其两外侧的形状构成半波长共面谐振器。另外，输入输出端子11、14的形状根据输入输出的信号的电力的大小或与中心导体13的耦合强度的设计而改变。另外，输入输出端子11、14和中心导体13表示了通过由间隙g11得到的静电电容C1耦合的电容性耦合的例子，但对于该部分的耦合来说，有通过不经由间隙的介电性耦合而耦合的情况，图1A只不过表示了一例。

接着，说明图1B所示的本发明的半波长谐振器的实施例。

(实施例一)

图1B所示的本发明的半波长谐振器的中心导体由主线路导体和将该主线路导体的至少一端折回延长的副线路导体这两个线路构成，这些方面与先前所示的图1A不同。具体地说，在图1B的实施例中，中心导体20由延伸向电介质基板10上的长度方向的主线路导体21和在该主线路导体21的两端分别分支并L字状折回延长的副线路导体21a、21b及22a、22b构成。其它方面与图1A所示的谐振器相同，因此参照符号相同，不进行重复说明。

空开地导体12a、12b与间隙g11的间隔，将配置于同一直线上的电介质基板10表面上的主线路导体21的两端部在与输入输出端子11、14的方向正交的方向分支。在分支后，将延长了一定长度的两端部沿主线路导体21平行折回，并在主线路导体21的一端侧形成副线路导体21a、21b，在另一端侧形成副线路导体22a、22b。

如图1B所示，在由主线路导体21和副线路导体21a、21b、22a、22b构成中心导体20情况下，作为谐振子的线路长度被设计为，将主线路导体21的长度设为参数，将副线路导体21a和副线路导体21b设计为相同的长度。即，以主线路导体21的长度方向的中心线为中心轴，构成线对称的线路导体形状。

表示将与图1所示的现有的谐振器具有相同的谐振频率的谐振器按图1B所示的形状设计的具体例。例如，主线路导体21以及副线路导体21a、21b、22a、22b的宽度为0.16mm，地导体12a、12b与副线路导体的间隔为0.12mm，主线路导体21与副线路导体的间隔为0.12mm，当以上述参数为前提设计时，输入输出端子11、14间的方向的谐振子的长度可设计为6.4mm。

在以下的说明中，线路导体的长度被定义为其宽度中央的长度。主线路导体21的线路的长度为6.24mm(＝6.4-0.16)，在主线路导体21的两端与延长方向正交的方向的副线路导体的长度为0.56mm(＝2×(0.12+0.08+0.08))。当副线路导体21a和22a与主线路导体21平行的部分的合计长度为3.06mm(＝(6.4-0.16-0.12)/2mm)时，从构成谐振子的线路长度的副线路导体21a的前端通过主线路导体21到达副线路导体22a的前端的线路长度为6.24+0.56+2×3.06＝12.92mm，在该例的情况中，谐振子的线路长度与图1A的例子中相同。成为同一线路长度是偶然的，不限定为与图1A相同的长度。

此时，副线路导体21a的前端和22a的前端空开0.12mm的间隙g12而相对。另外，与主线路导体21的延长方向正交的方向的地导体12a和12b的间隔为0.96mm。与连接该输入输出端子11和14的直线正交的方向的尺寸增大，但此时其大小减小到0.96mm，由于具有用于高效制造电介质基板10的表面上的平面电路的大小或强度，所以能够完全包含在必要尺寸的范围内。也就是说，不增大与传输信号的方向正交的方向的尺寸，即可实现将谐振子的长度从12.92mm缩短到6.4mm的谐振器。

(实施例二)

图1C表示增加副导体线路的折回次数，将传输信号的方向的尺寸进一步小型化了的本发明的半波长共面谐振器的实施例二。

该实施例是图1B的实施例的变形例，如图1C所示，在折回的副线路导体21a和22a(21b和22b)在主线路导体21的中央部分接触之前，与主线路导体21正交，向远离主线路导体21的方向弯曲，在延长了一定的长度后，与主线路导体21及副线路导体平行，形成折回的副线路导体23a、23b、24a、24b。

通过这样进行两次折回，可将谐振子的长度进一步缩短到5.22mm。但是，由于增加了折回次数，从而与传送信号的方向正交的方向的尺寸从0.96mm增大到1.52mm。该折回的次数是由容许的电介质基板的大小决定的设计事项，被设定为任意次数。

本发明的特征在于，谐振器的中心导体由主线路导体和将该主线路导体的至少一端折回延长的副线路导体构成。下面说明这样形成的图1B、图1C所示的谐振器的特性。

(半波长谐振器的特性)

图2表示图1A、图1B、图1C所示的谐振器的频率特性。图2的横轴是频率(GHz)，纵轴是表示输入输出期间的信号透过比例的S参数的S₂₁(dB)。纵轴的刻度标记为-40dB～-180dB。对于该值来说，由于图2是解析谐振频率的目的的模拟结果，所以值的大小不太有意义。是相对的变化有意义的特性。以下所示的谐振器的表示频率特性的图的横轴和纵轴的关系相同，之后省略说明。

用实线表示图1A所示的中心导体为直线形状的现有的谐振器的特性。表示S₂₁增大的谐振频率为5GHz，寄生约为10.05GHz的频率特性。对于该特性，用虚线表示实施例一(图1B)所示的本发明的折回一次的谐振器的特性。谐振频率显示按照设计的5GHz的值，寄生约为10.56GHz下产生。进而用点划线表示实施例二(图1C)所示的折回二次的谐振器的特性。这些特性也在谐振频率在5GHz不变，而寄生漂移到更高的频率，约10.99GHz下产生。

这样，即使对于由主线路导体和折回的副线路导体构成中心导体的谐振器来说，也显示与现有的谐振器同等的频率特性。

(第二实施方式)

作为第二实施方式，图3B、图3C、图3D表示本发明的λ/4共面谐振器。图3A是现有的λ/4共面谐振器。图3A～图3D中，输入输出与图1A、图1B、图1C中相同的信号的输入输出端子省略表示。图3A所示的λ/4共面谐振器将中心导体30的一端与地导体12电连接接地。以谐振频率为5GHz的中心导体的长度为6.38mm，地导体12经由0.12mm的间隔的间隙g30包围该中心导体30的延长方向两外侧。

(实施例三)

图3B表示本发明的实施例三。图3B是λ/4共面谐振器，其为将图3A的中心导体30的浮端侧端分支折回的形状。一端与地导体12电连接的主线路导体31的另一端向与主线路导体31的延长方向正交的方向分支。在分支后，将延长了一定长度的两端部沿主线路导体31平行折回，形成副线路导体32a、32b。

如图3B所示，在由主线路导体31和副线路导体32a、32b构成中心导体的情况下，作为谐振子的线路长度形成为主线路导体31的长度与副线路导体32a的长度之和、或主线路导体31的长度与副线路导体32b的长度之和。这些和被设计为相同。

即，主线路导体31的长度方向的中心线为与中心轴线对称的线路导体形状。这与说明的图1B所示的半波长谐振器的一端侧的构造是相同的。

当将具有与图3A所示的现有的谐振器相同的谐振频率的谐振器按照图3B所示的形状设计时，线路宽度或地导体的间隔在与上述的例子相同的条件下，可以设计为主线路导体31的延长方向的长度，即，将λ/4谐振子的信号传输方向的长度设计为3.16mm。

(实施例四)

图3C所示的实施例四是进一步增加折回次数，将主线路导体31的延长方向的长度缩短的实施例。将副线路导体32a、32b的前端在接触地导体12的前侧的近前与主线路导体31的延长方向正交，并弯曲向相互离开的方向，在延长一定长度后，进行第二次的折回，形成沿副线路导体32a、32b平行延长的副线路导体33a、33b。当将折回的副线路导体33a、33b延长而达到规定的长度时，进行第三次折回，形成沿副线路导体33a、33b平行延长的副线路导体34a、34b。

这样，通过增加折回的次数，能够进一步缩短主线路导体31的延长方向的长度。

(实施例五)

图3D表示将副线路导体的形状设为涡卷状的实施例五。图3C所示的例子是，折回从副线路导体的弯曲部延长的方向相对于从主线路导体31远离的方向进行，通过将折回方向交互设为反方向，副线路导体的形状构成涡卷状。

主线路导体31的另一端与主线路导体31的延长方向正交，在相互离开的方向分支后，延长而形成较长的线路，之后线路两端部与主线路导体31平行地折回，形成副线路导体34a、34b。副线路导体34a、34b延长，在与地导体12接触的近前与延长方向正交，向靠近主线路导体31的方向弯曲，在延长了规定的长度后，与主线路导体31平行地折回，形成副线路导体35a、35b。副线路导体35a、35b延长，在与副线路导体34a、34b接触的近前与延长方向正交，向从主线路导体31远离的方向弯曲，在延长了规定的长度后，与主线路导体31平行地折回，形成副线路导体36a、36b。

这样，通过将折回的方向交互反转，副线路导体的形状构成涡卷形状。

当改变弯曲延长副线路导体的方向时，副线路导体的形状改变，但通过将使主线路导体和副线路导体重合的线路长度设计为所希望的长度，可构成任意频率的λ/4谐振器。

(λ/4谐振器的特性)

图4表示图3A和图3B所示的谐振器的频率特性。实线表示图3A所示的现有的λ/4谐振器的特性。虚线表示本发明的折回一次的副线路导体和主线路导体构成的谐振器的特性。

实线、虚线都表示谐振频率为5GHz。寄生表示现有形状的λ/4谐振器约为15.09GHz，本发明的谐振器为14.89GHz这样大致同等的值。这样，即使是由本发明的折回的副线路导体和主线路导体得到的中心导体构成的谐振器，也可以表示与现有的谐振器同等的特性。

在此，频率在6～15GHz，两者的S₂₁值出现约17dB左右的差，这一方面要注意。有关这些，在进行解析时，相当于激励谐振子的输入输出端子的激励线与谐振子的耦合状况也随谐振子的形状改变而改变，没有特别的意义。只有各特性在纵轴的相对改变是有意义的特性。

(实施例六)

通过加粗图3B所示的本发明的λ/4谐振器的副线路导体32a、32b的浮端侧的线路宽度，能够进一步将主线路导体31的延长方向的大小小型化。图5表示该实施例六。

如图5所示，副线路导体32a、32b的浮端部具有靠近相邻线路导体31侧的宽幅部50a、50b。通过加宽副线路导体32a、32b的浮端部，如图5所示，即使将主线路导体31的延长方向的长度设为1.98mm，也可以得到与图3B相同的频率特性。此时，与主线路导体31的延长方向正交的方向的地导体12的间隔为2.08mm。

图6中实线表示图3B所示的λ/4谐振器的频率特性，虚线表示图5所示的谐振器的频率特性。谐振频率都为5GHz，寄生显示从约14.89GHz到设有宽幅部50a、50b的谐振器约为16.55GHz这样良好的特性。

即使将主线路导体31的延长方向的长度从3.16mm缩短到1.98mm，也可以得到相同的谐振频率，其理由认为是由于，通过在副线路导体32a、32b的中途台阶状改变线路宽度，得到线路阻抗台阶状变化的台阶状阻抗结构，宽幅部50a、50b与地导体之间的静电电容增大。

(实施例七)

即使线路导体折回，在主线路导体与副线路导体之间、或在副线路导体与副线路导体之间设置从地导体延长插入的线状插入地导体部，也可以将谐振器小型化。

图7表示设有该线状插入地导体部的实施例七。由于图7的线路导体的基本形状与已说明的图3B相同，故附图标记与图3B相同。实施例七与图3B不同之处是，在主线路导体31与副线路导体32a之间形成的湾41a内从地导体12延长插入线状插入地导体部70a，在主线路导体31与副线路导体32b之间形成的湾41b内从地导体12延长插入线状插入地导体部70b。

由于可改变该线状插入地导体部70a、70b的长度L，从而可使谐振频率改变。图8表示将距主线路导体31的一端与地导体12连接的部分的长度L改变为1.20mm、1.60mm、2.00mm、2.14mm时的频率特性。

图8中，看到5GHz程度的谐振频率随L可变而稍微改变、寄生大幅地改变。L＝1.20mm时的寄生频率约为16.67GHz，在L＝1.60mm时约为15.25GHz，在L＝2.00时约为13.56GHz，在L＝2.14mm时约为12.97GHz，增大L，显示寄生频率降低的倾向。寄生频率随加大L而下降，但在其与谐振频率之间具有足够的频率差，因此，使用上没问题。

图9表示将图8的横轴的4～6GHz放大了的图。L＝1.20mm时的谐振频率约为5.11GHz，在L＝1.60mm时约为5.06GHz，在L＝2.00时约为5.01GHz，在L＝2.14mm时约为4.99GHz，增大L，也显示谐振频率降低的倾向。

这样，即使在同一尺寸的主线路导体31和副线路导体32a、32b上，也可以通过加大线状插入地导体部70a、70b的长度L来降低谐振频率。这意味着可通过线状插入地导体部将谐振器小型化。

以上所述的宽幅部及线状插入地导体部可分别进行组合。下面表示将宽幅部及线状插入地导体部组合的实施例。

(实施例八)

图10A表示将线状插入地导体部设为将图5所示的副线路导体32a、32b的浮端部加宽的线路形状的实施例八。图10A中，对应副线路导体的宽幅部50a、50b加宽侵入了湾41a、41b内的线状插入地导体部70a、70b的浮端侧的宽度，形成插入地导体宽幅部100a、100b。

(实施例九)

图10B表示实施例九。图10B中，在图3C所示的副线路导体与主线路导体31的延长方向正交，且向从主线路导体31远离的方向弯曲的类型的谐振器中，在主线路导体31与副线路导体32a、32b之间形成的湾41a、41b内插入线状插入地导体部70a、70b，且在副线路导体32a、32b与副线路导体33a、33b之间形成的湾42a、42b内插入线状插入地导体部71a、71b。

(实施例十)

图10C表示实施例十。图10C中，在通过交互改变图3D所示的副线路导体的弯曲方向而将副线路导体形成涡卷状的类型的谐振器中，在由主线路导体31和副线路导体34a、34b及35a、35b形成的钩状的湾41a、41b内设有钩状的插入地导体部70a、70b。

以上表示了构成实施例一～十的谐振器的谐振子的各形状，表示了以往叙述的主线路导体和地导体的接合部或副线路导体的弯曲部全部为直角的例子。为了使目前为止叙述的共面谐振器或共面滤波器的损失尽量低少，而有将谐振器(滤波器)整体冷却，在超导状态下使用的情况。此时，谐振器(滤波器)各部分的电流密度成为问题。

即使当谐振器(滤波器)的一部分有特别大的电流集中时，该电流集中也会使超导状态失常。假设有这种情况，则考虑电流集中难以产生的线路导体形状。

图11A中，已说明的图3B的主线路导体31的相对于地导体12的连接部的两侧边圆弧状地相互向外侧扩展，并且将副线路导体的折回部设为圆弧形状。附图标记与图3B相同。在此明确看到电流集中的部分是电流从地导体12流入主线路导体31的主线路导体31的根部分190a、190b。通过将该部分设为圆弧形状，能够缓和电流集中。折回部也设为圆弧形状是更加有效的。

同样，图11B表示已说明的图5，图11C表示已说明的图3C，图11D表示已说明的图10C，它们分别表示将主线路导体31的根部分和折回部设为圆弧形状的线路导体的例子。这样，能够降低电流密度。

(应用例一)

下面，表示将实施例一～10已述的谐振器组合构成的滤波器的例子，表示其频率特性。下面所示的带通滤波器是切比雪夫特性的滤波器，设计为中心频率5GHz、带域宽度160GHz、带域内脉动0.01dB。图12表示经由接合部将四个图7所示的λ/4谐振器顺序串联连接而构成的滤波器。在矩形电介质基板10长度方向一侧的一边的中央部分形成有输入输出端子120的一端，该一端朝向电介质基板10的长度方向延长。在输入输出端子120延长方向的两外侧空开间隙g30的间隔配置有地导体12a、12b。

在输入输出端子120的另一端连接有与输入输出端子120的线路宽度相同，且与输入输出端子120大致同长度的静电电极121，所述输入输出端子120在与矩形电介质基板10的长度方向正交的方向上。静电电极121和地导体12a、12b也保持间隙g30的间隔。

在静电电极121的与输入输出端子120相反的一侧空开间隙g31的间隔，使副线路导体122a、122b与静电电极121对向配置有图7所说明的λ/4谐振器Q₁。λ/4谐振器Q₁的主线路导体123的与副线路导体122a、122b相反的一侧端与连接地导体12a和12b的介电性耦合部L₁连接。

在感应性耦合部L₁的与λ/4谐振器Q₁相反的一侧将主线路导体的一端与感应性耦合部L₁连接地配置有与λ/4谐振器Q₁相同形状的λ/4谐振器Q₂。λ/4谐振器Q₂在相对谐振器Q₁反转180度的方向配置在电介质基板10上。

在λ/4谐振器Q₂的副线路导体124b、124a的与谐振器Q₁相反的一侧空开间隙g32的间隔形成连接地导体12a和12b的短路线路125。

在短路线路125的与谐振器Q₁相反的一侧空开间隙g33的间隔，在与谐振器Q₁相同的方向上配置有谐振器Q₃。谐振器Q₃的主线路导体126的与副线路导体相反的一侧端与连接地导体12a和12b的感应性耦合部L₂连接。在介电性耦合部L₂的与谐振器Q₁相反的一侧连接有在与λ/4谐振器Q₂相同的方向上配置的谐振器Q₄的主线路导体127的一端。

在谐振器Q₄的副线路导体128b、128a的与谐振器Q₁相反的一侧空开间隙g34的间隔而配置有与静电电极121同一形状的静电电极129，且输入输出端子130从静电电极129的中央部分向谐振器Q₁的相反侧的矩形电介质基板10的短边中央部分导出。

如上所述，λ/4谐振器Q₁经由感应性耦合部L₁与谐振器Q₂连接，谐振器Q₂经由在短路线路125形成的电容性接合部与谐振器Q₃连接。谐振器Q₃经由感应性接合部L₂与谐振器Q₄连接。这样，经由接合部将图7所示的四个λ/4谐振器串联连接构成滤波器。图12所示滤波器的全长为20mm，相对于由图3A所示的直线状的谐振子构成的滤波器的全长30mm可缩短约66％。

图13表示图12所示的滤波器的频率特性。图13的横轴表示频率GHz，一侧纵轴将表示输入的信号的反射比例的S参数S₁₁用dB表示，另一侧的纵轴将S参数S₂₁用dB表示。之后所示的滤波器的频率特性的横轴和纵轴的关系与该图13中的相同，所以之后省略轴的说明。

虚线表示滤波器的传递特性。中心频率为4.995GHz、信号透过一半以上的带域宽度表示为238MHz。在设计规格内的带域宽度160MHz表示S₂₁为-0.01dB或以上的范围。在上述带域宽度238MHz的范围内，S₁₁显示约-25dB以下的值。

(应用例二)

图14表示将八个图7所示的λ/4谐振器串联连接而构成的滤波器的平面图。详细的连接关系的说明省略。仅简单地说明各谐振器的连接关系。从矩形板状的电介质基板10的一侧短边侧经由输入输出端子120配置有图7所示的λ/4谐振器Q₁，之后，朝向另一侧短边，按照感应性耦合部L₁、λ/4谐振器Q₂、电容性接合部C₁、λ/4谐振器Q₃、感应性接合部L₂、λ/4谐振器Q₄、电容性接合部C₂、λ/4谐振器Q₅、感应性接合部L₃、λ/4谐振器Q₆、电容性接合部C₃、λ/4谐振器Q₇、感应性接合部L₄、λ/4谐振器Q₈、输入输出端子130的顺序配置，构成串联连接八个λ/4谐振器的滤波器。

图15表示该滤波器的频率特性。中心频率为4.998GHz、信号透过一半以上的带域宽度表示为177MHz。构成滤波器的谐振器的数量越多，遮断特性越灵敏，因此，带域宽度也表示为比应用例1更接近设计规格的160MHz的值。S₁₁在带域宽度177MHz的范围内也表示为约一21dB以下的值。

相对于串联连接四个图14所示的λ/4谐振器的滤波器，增加串联连接的λ/4谐振器的数量，提高频带的选择度。

(应用例三)

图16表示将八个λ/4谐振器串联连接而构成的滤波器的平面图，所述λ/4谐振器是在先前将图10A所示的副线路导体的浮端部加宽的线路形状的谐振器上进一步设置线状插入地导体部的λ/4谐振器。

λ/4谐振器和谐振器间的连接关系与图14中说明的滤波器的关系完全相同，因此附图标记相同，省略说明。

图17表示该滤波器的频率特性。显示中心频率为5.001GHz，带域宽度为176MHz。在带域宽度176MHz的范围内，S₁₁表约-21dB以下的值。显示与图14所示的滤波器大致相同的特性。

(应用例四)

图18表示，将八个λ/4谐振器串联连接而构成的滤波器的平面图，所述λ/4谐振器是在通过先前将图10C所示的副线路导体的弯曲方向交互反转而涡卷状形成副线路导体的谐振子上设有钩状的插入地导体部的类型的λ/4谐振器。

将八个λ/4谐振器串联连接的构成与图14中说明的滤波器的构成相同。一点不同是，由于由通过直接电极将输入输出端子120、130和λ/4谐振器的主线路导体连接的感应性接合部构成，所以接合部的顺序与图14不同。仅简单地说明连接关系。

输入输出端子120从矩形板状的电介质基板10的一侧短边侧通过直接电极与感应性耦合部L₁连接，感应性耦合部L₁直接与图10C所示的λ/4谐振器Q₁的主线路导体连接。之后，朝向另一侧短边，以电容性接合部C₁、λ/4谐振器Q₂、感应性接合部L₂、λ/4谐振器Q₃、电容性接合部C₂、λ/4谐振器Q₄、感应性接合部L₃、λ/4谐振器Q₅、电容性接合部C₃、λ/4谐振器Q₆、感应性接合部L₄、λ/4谐振器Q₇、电容性接合部C₄、λ/4谐振器Q₈、感应性接合部L₅、输入输出端子130的顺序配置，构成串联连接有八个λ/4谐振器的滤波器。

图19表示该滤波器的频率特性。显示中心频率为5.005GHz、带域宽度为177MHz。S₁₁在带域宽度177MHz的范围内显示约-18dB以下的值。

如上所示，可知即使使用本发明的谐振器构成滤波器，也可以正常的起作用。

如上所述，根据本发明的共面谐振器，由于中心导体由在信号的传输方向上平行地配置的主线路导体和将该主线路导体的至少一端部折回的副线路导体合体的线路构成，所以，可根据折回的副线路导体的寄生的量缩短信号传输方向的谐振器的长度。这与作为现有的共面谐振器的小型化的一个方法的将中心导体连接成曲折状结构的方法相比较，在与信号的传输方向正交的方向扩大的宽度减小。该宽度维持用于高效地制造电介质基板10的表面上的平面电路的大小、或强度而可充分收入在需要的尺寸的范围内。

另外，将现有的中心导体设为曲折状的方法由于失去电路图案的对称性，从而具有设计滤波器使用的电磁场模拟所需要的计算时间增大的问题。与此相对，由于本发明的谐振器为以作为中心线路导体的主线路导体的长度方向的中心线为中心轴线对称的线路导体形状，形成磁性壁，所以电磁场分布也对称。因此，本发明的谐振器由于可将解析区域缩短到一半，所以也有可缩短设计所需要的时间的效果。