具有宽动态范围的低功率集成电路信号处理器

摘要

一种集成电路，包括至少三个独立电源端(5，6，9)，至少一个(6)用于那些必须要适应最宽的与信号相关的电压偏移的电路部分，至少一个(9)用于那些经历基本上较小的与信号相关的电压偏移的电路部分，以及公共端(5)。

说明书

相关申请

本申请与2003年10月10日提交的序列号为60/510,491的临时申请相关。

发明领域

本发明涉及要求宽动态范围，且功耗和电源复杂度最小化的模拟与混合信号集成电路(ICs)。更加具体的，本发明涉及要求宽动态范围，且从低电源电压运行的模拟与混合信号集成电路，诸如那些一般会在电池供电的设备中遇到的电路。

技术背景

模拟信息信号处理电路的动态范围本质上被电路噪声与电源限制所抑制，电路噪声会模糊最小的信息信号，而电源限制则会对可精确处理的最大信息信号产生限制。许多应用，特别是便携式电池供电的音频产品，要求宽动态范围并且同时可以从低电压电源低功率运行。

这些应用中有一种特殊类型，涉及调整从一个变换器或感应器输出的电压。这一般有利于诸如在进一步信号处理之前从信源放大输出电压。这一般也有利于终结诸如具有特定负载阻抗的信源，以最大化它的信噪比和/或调整它的频率响应。这些功能一般由前置放大器来完成。在从低电源电压运行的系统中，对于这种电路来说，经常希望是对代表前置放大器输出的电流，而不是电压，来执行进一步的信号处理。本领域内众所周知，许多电流模式信号处理电路已经被开发出来，其最小化电路中与信号相关的电压偏移。这些电路，即使被设计于运行在AB类，也在静态条件下消耗很少的电源电流。这就使得它们特别适合于电池供电的应用。

当这样一个信号处理系统以集成电路形式实现时，这些电路的所有部分一般都从电源终端的一个单独的配对开始运行。在这种情况下，整个IC的电源电压必须被设置为适应于最大前置放大器输出电压，该输出电压用于达到期望的动态范围。在具有宽动态范围要求的系统中，这导致了电路的其他部分，例如电流模式信号处理电路，以高于必要的电源电压运行。

发明内容

根据本发明，至少有三个独立的电源终端被设置在集成电路中，至少一个被单独耦接于那些必须要适应最宽的与信号相关的电压偏移的电路部分，并且至少一个被单独耦接于那些经历基本上比较小的与信号相关的电压偏移的部分。

附图简述

图1为一个模拟集成电路的优选实施例框图，该电路具有公共正电源端，地端，其作为电流模式信号处理部分的负电源端，和用于输入电压前置放大器独立负电源端；

图2为一个模拟集成电路的优选实施例框图，该电路具有正电源端，用于电流模式信号处理部分，独立的第二正电源端，用于输入电压前置放大器，和公共地端，作为这两个部分的负电源端；

图3为一个模拟集成电路的优选实施例框图，该电路具有与图1所示相似的三个电源端，并进一步包括音节压缩器；

图4为一个模拟集成电路的另一个实施例的框图；

图5为一个模拟集成电路的优选实施例框图，进一步包括音节扩展器。

发明详述

图1显示了一个集成电路11的框图，具有用于输入电压前置放大器和电流模式信号处理部分的公共正电源端；与单独的负电源端，用于输入电压前置放大器电路和电流模式信号处理部分。在该实施例中，前置放大器2经由端点5接收正电源电压Vcc，并经由端点6接收负电源电压Vee。前置放大器2从端点1接收输入电压。在端点4，它的输出电压将具有正向偏移至接近正电源电压Vcc，并且负向偏移至接近负电源电压Vee的能力。如果Vcc和Vee在量值上是相等的，那么在前置放大器2的输出上可用动态范围增加了大约6dB，超过该前置放大器2只使用电源电压Vcc工作时可用动态范围。来自前置放大器2的输出电压经由电流电压转换电阻R1与交流耦合电容C1，耦接至电流模式信号处理模块3的输入端。信号处理模块3也经由端点5接收正电源电压Vcc。它的负电源端经由端点9连接至参考电势或地。作为这样一个典型的电流模式电路，信号处理模块3被设计为具有低阻抗输入(虚拟地)以接收输入电流。在这个实施例中，电流模式信号处理模块3的输入端7最好具有一个在Vcc与地之间的直流偏压电势。前置放大器2最好被设计为具有一个在Vcc与Vee之间一半(half way)的直流偏压电势，以在它的输出上使得可能的电压摆幅最大。交流耦合电容C1阻止了由在端点4和7上的不同的直流偏压电势造成的直流电流。这样的电流会增加IC的供给电流，并潜在的减少电流模式信号处理模块3的动态范围，尤其在信号处理模块3是AB类电路时更是这样。应当注意的是，假设输出端10为电流或其他不要求大电压偏移的输出。如果在这个输出上要求大的电压摆动，那么可以增加从Vcc和Vee运行的电流至电压转换器，以从该电流模式信号处理模块的输出端产生输出电压。

图1所示实施例非常适合于使用了从单个正电源运行的其他集成电路(例如大多数数字逻辑电路)的应用。在这种情况下，正电源电压Vcc被所有的IC共享。例如通过开关电容电压反相器，可以从正电源Vcc生成用于前置放大器的负电源电压Vee。由于这种反相器必须只为前置放大器2提供源电流，因此所要求的用于该反相器的电容器可以相对小一些。辅以适当的半导体工艺，这种反相器可以被集成入集成电路11中，使得这种应用的电源复杂度非常低。

图2显示了集成电路11的框图，其具有两个单独的正电源端，用于为该输入电压前置放大器电路和该电流模式信号处理电路提供不同的电源电压。在这个实施例中，前置放大器2经由端点5接收正电源电压Vcc1。它的负电源端，与电流模式信号处理模块3一起经由端点9连接到参考电势或地(如图所示)。前置放大器2从端点1接收输入电压。在端点4，它的输出电压将能够在接近正电源电压Vcc1的值与接近于地的值之间正向偏移。第二电源电压Vcc2经过端点6应用于该电流模式信号处理模块3。为了在前置放大器2的输出端允许大的电压偏移，电源电压Vcc1的选值要大于电源电压Vcc2。经由电流至电压转换电阻R1与交流耦合电容C1，来自前置放大器2的输出电压耦接至电流模式信号处理模块3的输入。经由端点9，信号处理模块3的负电源端连接至参考电势或地。电流至电压转换电阻R1与交流耦合电容C1的作用如上述图1中的描述。同样，假设电流模式信号处理模块3的输出要求小的电压偏移。可以增加从Vcc1与地运行的电流至电压转换器，来从该电流模式信号处理模块的输出端产生输出电压。

图2所示实施例也非常适合于使用了从单个正电源运行的其他集成电路(例如大多数数字逻辑电路)的应用。在这种情况下，正电源电压Vcc2可以由所有的IC共享。用于前置放大器的正电源电压Vcc1可以经由电荷泵从该正电源电压Vcc1生成。由于这种电荷泵必须只为前置放大器2提供源电流，因此所要求的电容器可以相对小一些。辅以适当的半导体工艺，这种电荷泵可以被集成入集成电路11中，使得这种应用的电源复杂度非常低。

在一个类似于图1的实施例与一个类似于图2的实施例之间的选择，可以部分的基于从该附加电源电压运行的该宽电压摆幅电路的设计。如果该第二电源电压由电荷泵或电容电压反相器生成，那么它很可能具有比第一电源Vcc或Vcc1更大的噪声。本领域众所周知，许多放大器电路中，一个电源端都会比另一端显示出更好的电源截止(rejection)。因此，这种集成电路的比较适当的设计是将该附加电源电压连接于宽电压摆幅电路中具有最佳电源截止率的一端。

应当理解，在本发明的教导下可以实现这种实施例，其整合了用于要求大信号电压摆幅的电路的正电源连接与负电源连接的电源端，与连接到其余集成电路的这些电源分开。这种实现方式以增加电源复杂度以及在该集成电路11中附加一个端点为代价，提高了电压信号可用的最大动态范围。

无线麦克风系统就是一种这样的应用，其可以使用如图1或图2中描述的那种集成电路来发挥优势。在大部分这样的系统中，一个代表了由麦克风部件拾取的声音(声学信号)的模拟电压经过不同类型的信号调整而被放大，然后经由射频(RF)载波发射至位于远程的接收机。重要的是，发射机中的电路应该是紧凑而轻巧的，因为它一般都位于容纳麦克风部件的壳体中，而麦克风一般是由表演者手持或配戴的。由于电池是所包封的尺寸与重量的主要组件，因此这就需要低功率，最好还是低电压的电路。宽动态范围也是需要的，因为人的听力的动态范围大约是120dB的量级。

在高质量无线麦克风系统中，麦克风部件与RF调制器之间的信号调整电路一般包括前置放大器、预加重和带宽限制滤波器，与作为音节压扩系统的一部分的压缩器电路。该前置放大器从上述部件放大输出电压(音频信号)，并以一个合适的负载阻抗对其进行端接。这个前置放大器应该最好具有较低的涉及输入的噪声，以使得该部件输出信噪比的恶化尽可能的小。该前置放大器也应该提供足够的增益，以使信号路径上的后续电路的噪声影响可以被忽略。本领域众所周知，预加重滤波器可以进一步放大音频信号的高频分量，以使它们在电平上基本高于由RF信道加入的噪声。在接收机方，一个互补的去加重滤波器用于在音频带宽内恢复平整的整体频率响应，并同时削弱噪声。当所关心的信号中，在这种情况下是由RF信道加入了噪声的时候，音节压扩器是另一种保持动态范围的公知手段。一般来说，这种系统包括在噪声信道前面的压缩器电路，与在噪声信道输出上的互补扩展器。典型的压缩器电路至少包括可变增益元件与电平检测器。在该压缩器电路中的可变增益元件的增益响应于电平检测器的输出而变化，这样，当所关心的信号的电平增加时，则减小增益，当所关心的信号的电平减小时，则增加增益。这样就保持了所关心的信号在振幅上基本高于信道的附加噪声，并使所关心的信号超越在没有严重失真的情况下信道所能适应的最大可能振幅的机会降到最小。该扩展电路工作在互补方式来恢复所关心的信号的原始动态。

图3显示了一个集成电路的实施例框图，该电路被设计作为一个信号处理器而用于无线麦克风，并且包括前面描述过的类型的架构。在这个实施例中，前置放大器2经由端点5接收正电源电压Vcc，并经由端点6接收负电源电压Vee。前置放大器2从端点1接收输入电压。在端点4，它的输出电压将可以正向偏移高至一个接近于正电源电压Vcc的值，而低至一个接近于负电源电压Vee的值。如果Vcc与Vee在量值上是相等的，那么前置放大器的输出可用动态范围增加了大约6dB，超过它单独从Vcc运行时的可用动态范围。

电流模式压缩器模块3经由端点5接收正电源电压Vcc。压缩器模块3有负电源端，经由端点9连接到参考电势或地。电流模式压缩器模块3至少包括可变增益元件和电平检测器。在该压缩器电路中的可变增益元件的增益响应于电平检测器的输出而变化，这样，当所关心的信号的电平增加时，则减小增益，当所关心的信号的电平减小时，则增加增益。前置放大器2的输出电压经由电流至电压转换电阻R1与交流耦合电容C1，耦接至电流模式压缩器模块3的输入端。交流耦合电容C1阻止了可以在端点4和7上由不同的直流偏压电势引起的直流电流。在压缩器3中的可变增益元件经由端点7接收输入电流。输入端7最好是低阻抗虚拟地，具有在Vcc与地之间的直流偏压电势。前置放大器2的输出电压经由电流至电压转换电阻R1与交流耦合电容C1，耦接至电流模式压缩器模块3的输入端。交流耦合电容C1阻止了在端点4和7上可以由不同的直流偏压电势引起的直流电流。电阻器R2和电容器C2形成了一种预加重网络，在压缩器3的可变增益模块中在高频上增加了输入电流的电平。

在电流模式压缩模块3中的可变增益元件的输出电流耦接到电流至电压转换运算放大器11的反相输入端，其可以通过端点10与外部连接。该运算放大器11的输出可通过端点12与外部连接。运算放大器11的非反相输入端内部连接至参考电压Vref。后者最好是在正电源电压Vcc与地之间。外部的电流至电压转换电阻R3连接在端点10与端点12之间，因此形成一个用于该运算放大器11的反馈电阻，并决定了响应于压缩器模块3的输出电流且作为压缩器模块3的输出电流的函数而产生的输出电压的级别。本领域众所周知，这种通过电阻R3围绕运算放大器11的反馈结构在运算放大器11的反相输入端造成了一个低阻抗虚拟接地。然而，由于运算放大器11产生的输出电压因压缩模块3的作用而被压缩，输出电压摆幅可以基本上小于在不损失动态范围的情况下前置放大器2的输出上的电压摆幅。因此，在这个实施例中，运算放大器11可以工作在电源电压Vcc与地之间。

经由电压至电流转换电阻R4与交流耦合电容C4，在端点16，运算放大器11的输出耦接到电流模式压缩器模块3的检测器输入端。检测器输入端16最好是一个低阻抗虚拟接地，具有在Vcc与地之间的直流偏压电势。电阻R4与电容C4的作用与电阻R1与电容C1的作用相似。本领域众所周知，用在音节压扩器中的电平检测器响应于对所关心信号的量值的一些测量的时间加权平均。经由端点15连接于压缩器模块3与地之间的电容器C3，如本领域熟知的，随同内部电路实现了用于检测器的较大平均时间常数。对于音频段信号的音节压扩，该时间常数最好是几十个毫秒的级别，这可能需要对于集成难以实现的大电容。可供选择的，在其他应用中，可以包括这些电容与电阻作为集成的一部分。

在图3的实施例中，运算放大器11的输出最好也连接到滤波器模块13。RF调制前，按照需要将滤波器模块13用于对输出信号进行带宽限制。如上所述，由于运算放大器11的输出信号被压缩，所以在模块13中的滤波器电路可以工作在信号电压上，与电流相反，同时仍然从正电源电压Vcc和地运行，无需牺牲动态范围。滤波器模块13也可以作为电流模式电路实现。在这种情况下，它最好置于压缩器模块3与运算放大器11之间。

图4显示了一个集成电路11的框图，具有公共正电源端，用于电流模式信号处理部分和输出电流至电压转换器，与独立的负电源端，用于该电流模式信号处理部分和输出电流至电压转换器。在这个实施例中，电流模式信号处理模块3经由端点5接收正电源电压Vcc。它的负电源端经由端点9连接至参考电势或地。电流模式信号处理模块3从端点1接收输入电流。正如这样的电流模式电路的特性一样，信号处理模块3被设计为具有用于接收输入电流的低阻抗输入端(虚拟接地)。在这个实施例中，该电流模式信号处理模块3的输入端1最好有一个Vcc与地之间的直流偏压电势。电流至电压转换器17接收信号处理模块3的输出电流，并且在端点10产生一个与这个电流成比例的输出电压。正如这种电路的特性，电流至电压转换器17被设计为具有用于接收输入电流的低阻抗输入端(虚拟接地)。电流至电压转换器17也经由端点5接收正电源电压Vcc，并经由端点6接收负电源电压Vee。在端点10，它的输出电压将可以正向偏移至接近于正电源电压Vcc，并且负向偏移至接近于负电源电压Vee。如果Vcc和Vee在量值上是相等的，那么在前置放大器2的输出端的可用动态范围将增加大约6dB，超过该电流至电压转换器17只使用电源电压Vcc工作的时候所获得的动态范围。电流至电压转化器17最好被设计为在它的输出端具有一个在Vcc与Vee之间一半的直流偏压电势，以在它的输出上最大化可能的电压摆幅。

图5显示了一个集成电路的实施例框图，该电路被设计为扩展器而使用，用于无线耳内监听器之类的设备中。这样的设备一般使用环绕RF信道的音节扩展器，类似于上面描述过的用于无线麦克风的那样。然而，在这种情况下，包括音节扩展器的接收器部分可以是表演者佩戴的系统中一个便携的电池供电部分。在这个实施例中，电流至电压转换器运算放大器11经由端点5接收正电源电压Vcc，并经由端点6接收负电源电压Vee。电流到电压转换器运算放大器11从电流输出扩展器18接收输入电流。在端点14，它的输出电压将可以正向偏移高至一个接近正电源电压Vcc的值，并且低至一个接近于负电源电压Vee的值。如果Vcc与Vee在量值上是相等的，那么前置放大器的输出的可用动态范围将增加大约6dB，超出它单独从Vcc运行时的可用动态范围。电阻R1和R2，以及电容C2提供了电流至电压转换阻抗，R2和C2实现的高频去加重最好与使用于这种系统中的发射机部分的预加重网络形成互补。

电流输出扩展器18经由端点5接收正电源电压Vcc。电流输出扩展器18最好有经由端点9连接于参考电势或地的负电源端。电流输出扩展器18至少包括可变增益元件和电平检测器。在该扩展器电路中，该可变增益元件的增益是响应于电平检测器的输出而变化的，这样，当所关心的信号的电平增加时，增加增益，并当所关心的信号的电平减小时，则减小增益。电流输出扩展器18在端点1接收输入信号。这个输入信号可以是电流形式，也可以是电压形式，因为该输入信号将被扩展，因此将需要基本上比在端点14被扩展的输出电压更小的整体偏移。

本领域众所周知，在音节扩展器中使用的电平检测器响应于所关心的信号量值的一些测量的时间加权平均。经由端点15连接于电流输出扩展器18和地之间的电容C3，如本领域熟知的，随同内部电路一起实现了用于检测器的较大平均时间常数。对于音频段信号的音节扩展，该时间常数最好是几十个毫秒的级别，这可能需要对于集成难以实现的大电容。可供选择的，在其他应用中，可以包括这些电容与电阻而作为集成的一部分。

本说明书中描述的这些实施例和实践运用已经以示例而非限制的方式呈现，在不偏离本发明各个广义的方面及阐明于附加的权利要求书中的精神和范围的情况下，本领域技术人员可以实现各种修改、组合和替换。