使用加权值的多差分解调器

摘要

本发明涉及一种使用加权值的多差分解调器。根据本发明的多差分解调器包括加权值生成器，其用于对通过将多个差分接收信号中的一个与对应于预设符号的差分PN码信号的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部进行积分，并确定积分实部和积分虚部中的较大者以对较大值应用预定加权值，其中，PN码信号以与微分接收信号相同的方式被微分。

说明书

优先权申明

本申请要求于2005年7月15日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请第2005-64203号的优先权，其全部内容结合于此作为参考。

技术领域

本发明涉及一种用于诸如WPAN和传感器网络的无线通信系统的多差分解调器(multiple differential demodulator)。更具体地，本发明涉及一种多差分解调器，其不采取由传统多差分非相干解调器(noncoherent demodulator)中的非相干检测器的相关器控制的平方操作，而是对实部或虚部中的较大值应用加权值以减小相位偏移，从而消除平方损失(square loss)。

背景技术

最近提出的术语“无处不在”(ubiquitous)是指可以随时随地连接至网络的通信环境。另外，已经对诸如无线局域网(WLAN)、无线个域网(WPAN)、传感器网络、射频识别(RFID)等不同于大规模通信网络(诸如蜂窝网络)的小规模无线通信系统进行了积极研究。

特别地，在这些通信系统之中，WPAN和传感器网络除了通信性能之外，还要求超小尺寸、低功耗、以及低价格。因此，在现有的蜂窝通信系统或WLAN系统中使用的高性能和昂贵的部件难以用于包括WPAN和传感器网络的小规模无线通信系统。然而，如果采用低价格部件来降低成本，就会发生频率或相位偏移，这就需要解决方法。

因此，已经对能够在具有大的频率或相位偏移的通信系统中良好运行的解调器进行了研究。

图1是示出被提出用于补偿频率或相位偏移的传统多差分非相干解调器的框图。

参照图1，传统多差分非相干解调器20包括：多差分器(mutipledifferentiator)21，用于将由接收器的IF端10输出的I/Q信号多延迟(multi-delay)，以将信号差分；多个非相干检测器22(仅示出了一个)，用于计算由多差分器21输出的差分接收信号和分别对应于16个符号的PN码之间的相关(correlation)；以及最大值选择器23，用于比较多个非相干检测器22的输出结果以检测最大相关值，并且将具有最大相关值的PN码的符号确定为接收信号的符号。

可以对传统多差分非相干解调器20作如下的更详细描述。RF接收信号在接收器的RF端(未示出)被频率转换成IF信号，通过IF端10的混频器被分频和转换成基带I/Q信号。然后，信号通过模拟/数字转换器A/D被采样并作为数字信号输入到解调器20中。接收信号r(k)(k表示所接收的信息包的顺序)是复信号，其中，实部用“real{r(k)}”表示，虚部用“imag{r(k)}”表示。

之后，对数字化基带信号real{r(k)}和imag{r(k)}进行解调。首先，解调器20中的多差分器21将延迟了预定延迟时间1Tc、2Tc、和3Tc的数字信号(在预定延迟时间之前接收到的信号)与当前的接收信号复数相乘(complex-multiply)，以获得差分值。图2详细示出了多差分器21的框图。多差分器21通过具有多个预定延迟时间(例如，Tc、2Tc、和3Tc)的延迟器211至213来延迟在IF端10(图1)接收的信号r(k)，并且通过共轭器214至216对延迟信号取共轭。然后，乘法器217至219中的每个将接收信号r(k)与延迟的共轭信号相乘，以输出差分信号。因此，被延迟了不同延迟时间的多个差分信号D_r，Tc(k)、D_r，2Tc(k)、和D_r，3Tc(k)从多差分器21中输出。假设在多差分器21处接收的信号r(k)可以表示为等式1，则多差分器21的输出信号可以表示为等式2。

r(k)＝s(k)e^j2πΔfk                         等式1

D_r(k)＝r(k)r(k-N)^*

＝s(k)e^j2πΔfks(k-N)^*e^{-j2πΔf(k-N)}

＝s(k)s(k-N)^*e^j2πΔfN

＝s(k)s(k-N)^*(cos2πΔfN+jsin2πΔfN)     等式2

在上面的等式1和等式2中，s(k)是传输信号，即，带有对应于接收信号的符号的PN码。分析等式1，除了传输信号s(k)(带有该符号的PN码)，接收信号r(k)还包括e^j2πΔfk的通道失真(channel distortion)，以及解调器用于从接收信号r(k)恢复信号s(k)。这里，Δfk是表示频率偏移的值，ΔfN是表示从差分Δfk获得的相位偏移的值。

多个非相干检测器22(图1)使由多差分器21输出的信号与带有符号的差分PN码信号相关，以输出相关结果。参照图3和图4来描述这一过程。

图3是非相干检测器的详细框图。如图3所示，非相干检测器22(图1)包括第一相关器221至第三相关器223以及求和器224。第一相关器221至第三相关器223对通过对延迟时间Tc、2Tc、和3Tc求微分所得信号和PN码信号取复共轭，其中，PN码信号以与差分信号相同的方式(对每个延迟时间)被差分。求和器224将来自第一相关器221至第三相关器223的输出值相加，以输出带有相应符号的相关值Ei，其中，i是至少为0到15的常数，与相应符号相关。

第一相关器221至第三相关器223将由多差分器21(图1)输出的多个差分信号D_r，Tc(k)、D_r，2Tc(k)、和D_r，3Tc(k)中的每个与PN码差分信号D_s，Tc(k)、D_s，2Tc(k)、和D_s，3Tc(k)(也称为差分PN码)复数相乘。PN码差分信号以与差分信号相同的方式被差分。图4中更详细地示出了一个相关器。图4是第一相关器221的详细框图，其中，第一相关器与第二相关器222和第三相关器223具有相同的结构。如图4所示，相关器221包括第一乘法器241至第四乘法器244、加法器245、减法器246、两个积分器247和248、两个平方运算器249和250、以及另一个加法器251。第一乘法器241至第四乘法器244中的每个将差分信号D_r，Tc(k)和PN码差分信号D_s，Tc(k)分为实部和虚部，并且在实部/虚部之间或实部和虚部之间进行乘法运算。加法器245将第一乘法器241和第二乘法器242的输出值相加，减法器246计算第三乘法器243和第四乘法器244的输出值之间的差值。两个积分器247和248分别在一个符号周期(symbol period)内对加法器245和减法器246的输出值进行积分。两个平方运算器249和250分别对两个积分器247和248的输出值进行平方运算。另一加法器251将两个平方运算器249和250的输出值相加，以输出相关结果E_Tc。

当将差分信号和差分PN码信号复数相乘时，从第一乘法器241至第四乘法器244获得四个乘法结果。之后，通过积分器247和248对乘法结果进行积分。然后，将实部和虚部分别进行平方。将最终结果相加以获得相关结果E_Tc。

通过求和器224(图3)对从具有上述结构和操作的第一相关器221至第三相关器223(图3)输出的每个延迟时间的相关结果E_Tc、E_2Tc、和E_3Tc进行求和，以获得接收信号和符号之间的相关值Ei。从非相干检测器22(图1)输出的相关值Ei可以表示为下面的等式3。

$>>Ei>=>>\Sigma >>N>=>0>>3>>>>|>>\Sigma >>K>=>N>>K>>[>>D>r>>>(>k>)>>>D>s>>>>(>k>)>>*>>]>|>>2>>>s>等式3$

在上面的等式3中，N表示延迟时间，K表示一个符号周期中的采样数。

然后，最大值选择器23(图1)比较从如上操作的多个非相干检测器22(图1)中输出的相关值，以检测最大值，并且将对应于具有最大值的PN码的符号值确定为接收信号r(k)的解调值。

根据具有上述结构的传统多差分非相干解调器，随着将接收信号r(k)转换成差分接收信号(接收信号的差分值)D_r(k)，相位偏移保持为如等式2中所示。因此，非相干检测器的相关器执行平方操作以对平方值求和，从而补偿相位偏移。然而，由于这些平方操作，包括噪声的信号也被平方，导致了平方损失，从而降低了传输性能。

发明内容

本发明旨在解决现有技术中的上述问题，因而本发明的特定实施例的目的在于提供一种多差分解调器，其中，相关器不采用平方操作而是对实部和虚部中的较大值应用加权值，以减小相位偏移，从而消除平方损失。

根据用于实现该目的的本发明的一个方面，提供了一种使用加权值来检测接收信号的符号的多差分解调器，包括：多差分器，用于将接收信号多延迟多个预定延迟时间，将延迟的接收信号取共轭，然后与当前接收信号相乘，以输出多个差分接收信号；加权值生成器，用于对通过将多个差分接收信号中的一个与对应于预设符号的差分PN码信号的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部进行积分，并且确定积分实部和积分虚部中的较大者以对较大值应用预定加权值，其中，PN码信号以与差分接收信号相同的方式被差分；多个相干检测器，用于对通过将多个差分接收信号与对应于预设符号的差分PN码信号的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部进行积分，将由加权值生成器确定的较大积分值与加权值相乘，并将乘法值与其余的积分值相加，以计算接收信号和相应符号之间的相关值，其中，PN码信号以与差分接收信号相同的方式被差分，以获得积分值；以及最大值选择器，用于比较多个相干检测器的输出值，并将具有最大相关值的相干检测器的预设符号确定为用于接收信号的符号。

根据本发明的优选实施例，加权值生成器包括：两个积分器，每个积分器都用于在一个符号周期内对通过将多个差分接收信号中的一个与对应于预设符号的差分PN码信号的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部进行积分，其中，PN码信号以与差分接收信号相同的方式被差分；值比较部，用于确定两个积分器的积分值的较大者；以及加权值生成部，用于对由值比较部确定的较大积分值应用预定加权值。

根据本发明的优选实施例，多个相干检测器中的每个都包括：多个相关器，用于对通过将差分接收信号与对应于预设符号的差分PN码信号的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部进行积分，将由加权值生成器确定的较大积分值与加权值相乘，并将乘法值与其余的积分值相加以输出结果值，从而获得积分值，其中，PN码信号以与差分接收信号相同的方式被差分；以及求和器，用于对从多个相关器中输出的值进行求和，以输出作为相应PN码的相关值。

此时，相关器包括：第一乘法器，用于将差分接收信号的实部与PN码差分信号的实部相乘；第二乘法器，用于将差分接收信号的虚部与PN码差分信号的虚部相乘；第三乘法器，用于将差分接收信号的虚部与PN码差分信号的实部相乘；第四乘法器，用于将差分接收信号的实部与PN码差分信号的虚部相乘；第一加法器，用于将从第一乘法器和第二乘法器输出的值相加；减法器，用于将第三乘法器的输出值减去第四乘法器的输出值；第一积分器，用于在一个符号周期内对第一加法器的输出值进行积分；第二积分器，用于在一个符号周期内对减法器的输出值进行积分；第五乘法器，用于将第一积分器的积分值乘以加权值生成器的加权值或1；第六乘法器，用于将第二积分器的积分值乘以加权值生成器的加权值或1；以及第二加法器，用于将从第五乘法器和第六乘法器输出的值相加。

附图说明

本发明的上述和其它目的、特征、以及其它优点通过以下结合附图的详细描述将会更加容易理解，在附图中：

图1是示出传统多差分非相干解调器的框图；

图2是示出传统多差分非相干解调器中的多差分器的详细框图；

图3是示出传统多差分非相干解调器中的非相干检测器的详细框图；

图4是示出传统非相干检测器中的相关器的详细框图；

图5是示出根据本发明的多差分解调器的框图；

图6是示出根据本发明的包括在多差分解调器中的加权值生成器的详细框图；

图7是示出根据本发明的包括在多差分解调器中的相干检测器的详细框图；以及

图8(a)和(b)是比较根据本发明的多差分解调器和传统多差分非相干解调器的误码率的图表。

具体实施方式

以下将结合附图来更全面地描述本发明，在附图中示出了本发明的优选实施例。然而，本发明可以以各种不同形式来实施，而不限于在此所述的实施例。相反，对于本领域技术人员来说，提供这些实施例使得本公开更加全面和透彻，并且将完全覆盖本发明的范围。在附图中，为了清楚起见，可以放大形状和尺寸。

图5是示出根据本发明的多差分解调器的框图。参照图5，使用加权值的多差分解调器30包括：多差分器31、加权值生成器32、多个相干检测器33、以及最大值选择器34。多差分器31将在接收器的IF端接收的复信号延迟多个预定延迟时间Tc、2Tc、和3Tc，对延迟的信号取共轭，然后与当前接收信号相乘。加权值生成器32确定通过将从多差分器31输出的差分接收信号的一个D_r，Tc(k)与对应于设定符号的差分PN码信号的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部中的较大值，以对较大值应用预定加权值，其中，PN码信号以与差分信号相同的方式被差分。多个相干检测器33对通过将从多差分器31输出的差分接收信号D_r，Tc(k)、D_r，2Tc(k)、和D_r，3Tc(k)与对应于设定符号的PN码差分信号的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部进行积分，以获得积分值，其中，PN码信号以与差分接收信号相同的方式被差分。相干检测器33将由加权值生成器确定的实部或虚部的较大值的积分值乘以加权值，并将结果值与其余的积分值相加，以计算接收信号和相应符号之间的相关值。最大值选择器34比较多个相干检测器33的输出结果，并将对应于具有最大相关值的相干检测器33的符号确定为接收信号的符号。

具有上述结构的多差分解调器30的多差分器31和最大值选择器34与图1所示的传统多差分非相干解调器中的多差分器和最大值选择器具有相同的构造和操作。然而，本发明的多差分解调器30还包括加权值生成器32，使得相干检测器33具有不同构造和操作。因此，省略了对多差分器31和最大值选择器34的详细描述。

图6是示出根据本发明的包括在多差分解调器30中的加权值生成器32的详细框图。参照图6，加权值生成器32可以包括值比较部328和加权值生成部329。值比较部328确定通过将差分接收信号的一个D_r，Tc(k)与对应于设定符号的PN码的差分信号D_s，Tc(k)的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部中的较大值，其中，PN码信号D_s，Tc(k)以与差分接收信号相同的方式被差分。加权值生成部329将预定加权值应用到由值比较部328确定为较大的实部或虚部。

为了执行多个差分接收信号中的一个与对应于设定符号的PN码差分信号(其以与差分接收信号相同的方式被差分)的共轭值的乘法，加权值生成器32包括第一乘法器320、第二乘法器321、第三乘法器322、第四乘法器323、加法器324、减法器325、第一积分器326、以及第二积分器327。第一乘法器320将差分接收信号的实部real{D_r，Tc(k)}与PN码差分信号的实部real{D_s，Tc(k)}相乘。第二乘法器321将差分接收信号的虚部imag{D_r，Tc(k)}与PN码差分信号的虚部imag{D_s，Tc(k)}相乘。第三乘法器322将差分接收信号的虚部imag{D_r，Tc(k)}与PN码差分信号的实部real{D_s，Tc(k)}相乘。第四乘法器323将差分接收信号的实部real{D_r，Tc(k)}与PN码差分信号的虚部imag{D_s，Tc(k)}相乘。加法器324将由第一乘法器320和第二乘法器321输出的值相加，减法器325将第三乘法器322的输出值减去第四乘法器323的输出值。第一积分器326在一个符号周期内对加法器324的输出值进行积分，以及第二积分器327在一个符号周期内对减法器325的输出值进行积分。加法器324的输出变成通过将差分接收信号中的一个与对应于设定符号的差分PN码信号的共轭值相乘而获得的值的实部，其中，PN码信号以与差分接收信号相同的方式被差分。减法器325的输出值变成通过将差分接收信号中的一个与对应于设定符号的PN码差分信号的共轭值相乘而获得的值的虚部，其中，PN码信号以与差分接收信号相同的方式被差分。

PN码的差分信号Ds(k)为s(k)s(k-N)，因此Dr(k)等于Ds(k)(cos2πΔfN+jsin2πΔfN)。因此，通过将由加权值生成器32计算的差分接收信号中的一个与对应于设定符号的PN码的差分信号(其以与差分接收信号相同的方式被差分)的共轭值相乘而获得的值可以表示为下面的等式4。

D_r(k)D_s(k)^*＝[D_s(k)D_s(k)^*](cos2πΔfN+jsin2πΔfN)        等式4

这里，Ds(k)Ds(k)^*通常是实值，因此，比较实部和虚部是对余弦值和正弦值进行比较。即，当实部较大时，cos2πΔfN大于sin2πΔfN，其中，2πΔfN是0和π/4之间的值，当虚部较大时，cos2πΔfN小于sin2πΔfN，其中，2πΔfN是π/4和π/2之间的值。

值比较部328确定实部和虚部中的较大值，以及加权值生成部329生成并输出将被应用于较大值的加权值。由加权值生成部329输出的加权值应当是总大于1的值，其被应用于由相干检测器33的相关器计算的值的实部和虚部中的较大值。

图7是示出根据本发明的包括在多差分解调器中的相干检测器中的相关器的详细框图。类似于在相关技术部分参照图3描述的非相干检测器，根据本发明的相干检测器可以包括多个相关器、以及用于对由相关器输出的值求和以输出作为相应PN码的相关值的求和器。然而，如图7所示，每个相关器均具有不同于传统非相干检测器的结构。

下面参照图7来更详细地描述根据本发明的相干检测器中的相关器，相关器将通过将差分接收信号与对应于设定符号的PN码差分信号的共轭值相乘而获得的值的实部和虚部进行积分，以获得积分值，其中，PN码信号以与差分接收信号相同的方式被差分。然后，相关器将加权值乘以由加权值生成部确定为较大的实部或虚部的积分值，然后将结果值与其余的积分值相加。相关器具有如下结构来实现上述操作。相关器包括第一乘法器331、第二乘法器332、第三乘法器333、第四乘法器334、第五乘法器339、第六乘法器340、第一加法器335、第二加法器341、减法器336、第一积分器337、和第二积分器338。第一乘法器331将差分接收信号的实部real{D_r，Tc(k)}与PN码差分信号的实部real{D_s，Tc(k)}相乘。第二乘法器332将差分接收信号的虚部imag{D_r，Tc(k)}与PN码差分信号的虚部imag{D_s，Tc(k)}相乘。第三乘法器333将差分接收信号的虚部imag{D_r，Tc(k)}与PN码差分信号的实部real{D_s，Tc(k)}相乘。第四乘法器334将差分接收信号的实部real{D_r，Tc(k)}与PN码差分信号的虚部imag{D_s，Tc(k)}相乘。第一加法器335将第一乘法器331和第二乘法器332的输出值相加。减法器336将第三乘法器333的值减去第四乘法器334的输出值。第一积分器337在一个符号周期内对第一加法器335的输出值进行积分，以及第二积分器338在一个符号周期内对减法器336的输出值进行积分。第五乘法器339将第一积分器337的积分值乘以由加权值生成器32(图5)生成的加权值或1。第六乘法器340将第二积分器338的积分值乘以1或由加权值生成器32(图5)生成的加权值。第二加法器341将第五乘法器339和第六乘法器340的输出值相加。

在第五乘法器339和第六乘法器340的乘法操作中使用的加权值被输入到对应于由加权值生成器32(图5)确定为较大值的乘法器中。即，如果确定实部较大，则将加权值n应用于第五乘法器339，并将1应用于第六乘法器340。如果确定虚部较大，则将加权值n应用于第六乘法器340，并将1应用于第五乘法器339。

因此，通过根据延迟时间将从多个相关器输出的所有值相加而获得的相关值可以表示为下面的等式5和6。下面的等式5表示在实部较大的情况下的相关值，以及下面的等式6表示在虚部较大的情况下的相关值。

$>>>E>i>>=>>\Sigma >>N>=>1>>3>>>\Sigma >>k>=>N>>K>>[>>D>s>>>(>k>)>>>D>s>>>>(>k>)>>*>>]>>(>n>cos>2>\pi \Delta fN>+>j>sin>2>\pi \Delta fN>)>>>s>$

$>>=>>\Sigma >>N>=>1>>3>>>\Sigma >>k>=>N>>K>>[>>D>s>>>(>k>)>>>D>s>>>>(>k>)>>*>>]>n>cos>>(>2>\pi \Delta fN>->>tan>>->1>>>>(>1>/>n>)>>)>>>s>$

等式5

$>>>E>i>>=>>\Sigma >>N>=>1>>3>>>\Sigma >>k>=>N>>K>>[>>D>s>>>(>k>)>>>D>s>>>>(>k>)>>*>>]>>(>cos>2>\pi \Delta fN>+>jn>sin>2>\pi \Delta fN>)>>>s>$

$>>=>>\Sigma >>N>=>1>>3>>>\Sigma >>k>=>N>>K>>[>>D>s>>>(>k>)>>>D>s>>>>(>k>)>>*>>]>n>cos>>(>2>\pi \Delta fN>->>tan>>->1>>>>(>n>)>>)>>>s>$

等式6

在等式5和6中，值{2πΔfN-tan^-1(1/n)}和{2πΔfN-tan^-1(1/n)}是应用了加权值的相位偏移，考虑了相位偏移范围。已经证明，在根据本发明的多差分解调器中存在一些相位偏移。然而，上述相位偏移值的实部和虚部在基准点π/4处的值不同。因此，可以应用不同的加权值，以减小最终相位偏移的变化量。出于消除平方损失(噪声)的目的，本发明允许存在一些相位偏移但是不包括平方操作来获得相关值，从而消除平方损失。

图8(a)和(b)是比较根据本发明的多差分解调器和传统多差分非相干解调器的误码率的图表。图8(a)是示出在没有频率偏移的白噪声(AWGN)环境中测量的误码率的图表，以及图8(b)是示出在具有最大频率偏移(196kHz)的白噪声环境中测量的误码率的图表。如图8(a)所示，同现有技术相比，本发明以10^-3的比特误差率产生至少1dB的接收性能提高。另外，如图8(b)所示，即使在具有196kHz(Zigbee标准允许的最大值)的最大频率偏移的环境中，本发明也有接收性能的提高。

根据上述的本发明，包括在排除了平方操作的多差分解调器中的相干检测器的相关器对实部和虚部中的较大者应用加权值，以输出相关值。这减小了相位偏移并消除了由于平方损失产生的噪声，从而有效地改善了接收器的接收性能。

尽管结合优选实施例示出并描述了本发明，但是本领域的技术人员应该理解，在不脱离由权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以做出各种修改和变化。