ZIGBEE系统中基于频率偏移补偿的符号检测器及符号检测方法

摘要

本发明涉及一种符号检测器，用于检测在ZigBee系统(IEEE 802.15.4)的短程无线个人局域网的接收调制解调器中接收的符号。根据本发明的OQPSK短程无线通信系统使用包括在所述信号的信息包的前同步码中的符号来获得接收符号中的频率偏移，将信号多延迟差分多个预定的延迟时间，以及将获得的频率偏移复共轭，以消除频率偏移。然后，根据本发明的OQPSK短程无线通信系统将接收的信号与通过相同过程延迟差分的PN序列相关，以检测对应于接收信号的符号。

说明书

相关申请的交叉参考

本发明要求于2005年6月30日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请第2005-58478号中的优先权，其全部内容结合于此作为参考。

技术领域

本发明涉及短程无线个人局域网ZigBee系统(IEEE 802.15.4)，并且更具体地，涉及一种符号检测器，用于检测2.4GHz ZigBee系统的接收调制解调器中的符号。

背景技术

近来，术语“无处不在”已经被用来表示通信环境，在其中，人们可以随时随地连接到网络。并且已经对小规模无线通信网络(例如，无线个人局域网(PAN)、传感器网络、射频识别(RFID))而不是对大规模通信网络(例如，蜂窝网络)进行了积极的研究。

无处不在的计算是基于随时随地使用并被吸收入真实环境中的物体和环境以被结合到日常生活中为前提的。此外，无处不在的网络表示任何人可以随时随地使用的信息通信网络，而该网络不受通信速度限制，并且可以通过该网络自由地分配信息和内容。实现无处不在的网络使得用户可以不受现有信息通信网络或服务的各种限制，并且可以自由使用信息通信服务。在开发使用无处不在计算和网络的新服务方面已经做出了努力，由此强调与其相关的技术的重要性。同样，在未来无处不在的计算环境中，期望无线传感器网络将包括数千个具有自动感测、低功率通信能力的节点对象，以随时随地地提供各种信息服务。

在准备无处不在环境的努力中，已经对实现ZigBee的关键技术进行了积极的研究和开发。基于这些技术，IEEE.802.15.4标准定义了如下的物理层和链路层。

通常，ZigBee指的是低速IEEE802.15.4无线个人局域网(WPAN)。其指的是频带被分成三个波段的网络，并且如表1所示，为用于通信的每个波段设置不同的扩展速率和数据率。

表1

  物理层  频带  (MHz)         扩展参数             数据参数  芯片率  (Kchips/s)  调制  比特率  符号率  符号  868/915  868-868.6  300  BPSK  20  20  二进制  902-928  600  BPSK  40  40  二进制  2450  2400-2483.5  2000  O-QPSK  250  62.5  16进制正交

ZigBee旨在小尺寸、低功率和低价格的产品。其已经作为一种用于家庭、办公室等无线网络的短程通信(10到20m内)市场的技术引起注意，并且作为一种用于近来无处不在的计算技术也引起了注意。如表1所示，一旦设置了用于ZigBee中通信的任意物理层，从而就确定了每个频带的扩张率和数据率，并且这些设置均应用于通信的发送侧和接收侧。

因为ZigBee系统旨在由IEEE802.15.4建议的超小、低成本、低功率，所以在接收端不能使用高成本的振荡器，并且有鉴于此，使用具有低精确度的低成本振动器，建议系统在±80ppm的误差下工作。因此，非相干符号检测器通常被用于加强系统来防止频率偏移。

图1是示出了根据现有技术的基于2.4GHz OQPSK调制的ZigBee接收调制解调器中的非相干符号检测器。

参考图1，传统符号检测器包括多延迟差分滤波器120、多个多相关器130、多个加法器151到153、最大值选择器160、以及符号解映射器(demapper)170。

上述传统的符号检测器通过A/D转换器111和112以预定采样数对在接收端接收到的接收信号Re[r(t)]和Im[r(t)]进行采样，以将信号转换成数字信号Re[r(k)]和Im[r(k)]，并将数字信号输入到多延迟差分滤波器120。

多延迟差分滤波器120将接收到的信号延迟多个预定延迟时间1Tc、2Tc和3Tc，使每个被延迟的接收信号共轭，并将每个延迟信号乘以接收信号以输出多延迟差分信号D_r，1Tc(k)、D_r，2Tc(k)和D_r，3Tc(k)。

将来自多延迟差分滤波器120的输出输入到多相关器130。图1仅示出了对应于符号#0到#15中的符号#0的多相关器130和多延迟差分PN序列140。但是符号检测器包括分别对应于剩下的符号#1到#15的多相关器和多延迟差分PN序列。即，符号检测器包括设置在与符号(0到15)数字相对应的数字中的多个多相关器130和多延迟差分PN序列140。多延迟差分PN序列140指的是通过与多延迟差分滤波器120所执行的处理相同的处理得到的多延迟差分PN序列。

多相关器130使用多个乘法器131和加法器132将每个由多延迟差分滤波器120输出的多延迟差分信号D_r，1Tc(k)、D_r，2Tc(k)和D_r，3Tc(k)与对应于特定符号的多延迟差分PN序列D_s，1Tc(k)、D_s，2Tc(k)和D_s，3Tc(k)复共轭。然后，多相关器130使用积分器133对一个信号周期求积分。对于一个信号周期的积分值，平方计算器134分别计算其实部与虚部的平方，以消除频率偏移。

多个求和器(summer)151到153中的每一个对为每个符号设置的多相关器130的1Tc、2Tc和3Tc延迟差分信号相关器的输出值进行求和，从而获得接收符号的能量值。

最大值选择器160接收来自多相关器130的所有输出值，并选择最大值作为检测符号的输出值i_max。如上所述选择的符号值被符号解映射器170解映射为比特数据，以获得期望的信息比特。

然而，该传统非相干符号检测器包括由多相关器130中的平方计算器134执行的平方过程，由于结果的平方损失而使其能力退化，并难以用硬件来实现。

发明内容

本发明旨在解决上述现有技术中的问题，从而本发明的特定实施例的一个方面是提供了一种符号检测器，其改进了能力并易于用硬件实现以检测OQPSK短程无线通信系统中的接收调制解调器所接收的符号。

根据实现该目的的本发明的一个方面，提供了一种符号检测器，用于检测在偏移四相相移键控(OQPSK)短程无线通信系统中所接收的信号的符号，其包括：频率偏移估计器，用于使用包括在信号的信息包的前同步码中的特定符号，获得所接收的符号中的频率偏移；多延迟差分滤波器，用于将信号多延迟差分多个预定延迟时间；多频率偏移补偿器，用于将由多延迟差分滤波器得到的多延迟差分信号和由频率偏移评估器获得的频率偏移复共轭，以消除频率偏移；多个多相关器，用于将多频率偏移补偿器的输出值和通过与多延迟差分滤波器执行的处理相同的处理延迟差分的PN序列进行相关，其中PN序列一对一对应于特定符号；多个求和器，用于对来自多相关器的各个输出值求和；以及最大值选择器，用于从多个求和器的求和值中选择最大值。

根据实现该目的的本发明的另一方面，提供了一种用于从OQPSK短程无线通信系统的接收调制解调器中所接收的信号检测出符号的方法，包括以下步骤：

(i)使用包括在信号的信息包的前同步码中的特定符号，获得信号中存在的频率偏移；

(ii)将信号多延迟差分多个预定延迟时间；

(iii)将在步骤(ii)中多延迟差分的接收信号与在步骤(i)中获得的频率偏移进行复共轭，以消除频率偏移；

(iv)将具有在步骤(iii)中消除的频率的输出值和通过与多延迟差分滤波器所执行的过程相同的过程多延迟差分的PN序列相关，其中PN序列对应于特定符号；

(v)对由多相关器相关的各个输出值求和；以及

(vi)从多相关器的被求和的输出值中选择最大值。

附图说明

本发明的上述和其它特征和优点将通过以下结合附图的详细描述而变得显而易见，附图中：

图1是示出了根据现有技术的基于2.4GHz OQPSK调制的ZigBee系统中的非相干符号检测器的框图；

图2是示出了根据本发明的特定实施例的ZigBee系统中的频率偏移估计器的框图；

图2a至图2c是示出了根据本发明的特定实施例的频率偏移估计器的详图；

图3是示出了根据本发明的特定实施例的基于2.4GHz OQPSK调制的ZigBee接收调制解调器中的非相干符号检测器的框图；

图3a是示出了根据本发明的特定实施例的基于2.4GHzOQPSK调制的ZigBee接收调制解调器中的非相干符号检测器的详细框图；以及

图4a到图4e是将传统非相干符号检测器的比特差错率(BER)与根据本发明的符号检测器的比特差错率进行比较的曲线。

具体实施方式

以下，将结合附图详细地描述本发明的优选实施例。在不同的附图中，相同的参考标号用来表示相同或相似的元件。在下面的描述中，已知的功能和结构将被省略以免通过不必要的详细描述而使得本发明变得模糊。

图2是示出了根据本发明的特定实施例的ZigBee系统中的频率偏移估计器230的框图。

参考图2，根据本发明的特定实施例的频率偏移估计器230包括多延迟差分滤波器240、多个乘法器250到253、多个加法器260和261、以及平均值计算器270和271。图2示出了包括在根据本发明的频率偏移估计器230中的1Tc延迟频率偏移估计器231的详细结构。除了延迟时间改变成2Tc或3Tc以外，在其下覆盖的2Tc和3Tc延迟频率偏移估计器具有与1Tc延迟频率偏移估计器231相同的结构。以下，为了方便，对频率偏移估计过程的描述将集中在描述关于频率偏移估计器231和其它多装置的1Tc延迟的计算过程。因此，除非具有其它的解释，应该理解相同的多计算过程应用于1Tc、2Tc、和3Tc延迟中的每一个。

在本发明中，包括在接收的信号的信息包的前同步码中的特定符号被用于获得在ZigBee系统的接收端的信号中的频率偏移。在接收端接收的信号的信息包中的前八个符号构成了可被发送端和接收端共同识别的前同步码。在本发明中，八个符号中的一个特定符号如下用于计算频率偏移。

首先，A/D转换器211和212以预定采样数对在ZigBee系统的接收端接收到的信号Re[r(t)]和Im[r(t)]进行采样，并转换成数字信号Re[r(k)]和Im[r(k)]，然后输入到频率偏移估计器230。

其后，频率偏移估计器230中的多延迟差分滤波器240将接收的信号延迟多个延迟时间1Tc、2Tc和3Tc，然后使每个延迟信号共轭并乘以接收到的信号以输出多延迟差分信号D_r，1Tc(k)、D_r，2Tc(k)和D_r，3Tc(k)。

多个乘法器250到253和加法器260及261将包括在多延迟差分信号D_r，1Tc(k)、D_r，2Tc(k)和D_r，3Tc(k)包的前同步码中的特定符号(例如，符号#0)和通过以与多延迟差分滤波器240所执行的方式相同的方式延迟差分对应于特定符号的PN序列来获得的值220复共轭。在此，多延迟PN序列200是通过以与多延迟差分滤波器240执行延迟和差分的方式相同的方式延迟差分对应于特定符号(例如，符号#0)的PN序列来获得的。

以下，每个平均值计算器270和271按照采样一个符号过程中的采样数来计算多个加法器260和261的输出值的平均值，从而获得包括在根据本发明的接收信号的信息包的前同步码中的特定符号(例如，符号#0)的频率偏移和

图2a到2c是根据本发明的实施例的频率偏移估计器230的详细结构。下面，将参考图2a到2c解释多延迟差分滤波器240的具体操作以及1Tc、2Tc、和3Tc延迟信号的频率偏移的计算过程。

如图2a所示，1Tc频率偏移估计器231的多延迟差分滤波器240将接收的信号延迟预定的延迟时间1Tc，将延迟的信号共轭，并乘以接收的信号，以输出1Tc延迟差分信号D_r，1Tc(k)。

下面，将详细解释1Tc延迟频率偏移估计器231的多延迟差分滤波器240的操作。多延迟差分滤波器240使用多个1Tc延迟器241a到241d将实部值Re[r(k)]和虚部值Im[r(k)]延迟1Tc。并且第一乘法器242a将接收信号的实部值与1Tc延迟接收信号的实部值相乘。第二乘法器242b将接收信号的虚部值与1Tc延迟接收信号的虚部值相乘。第三乘法器242c将1Tc延迟接收信号的实部值与接收信号的虚部值相乘。第四乘法器242d将接收信号的实部值与1Tc延迟接收信号的虚部值相乘。第一加法器243a将第一乘法器242a的输出值与第二乘法器242b的输出值相加，以输出1Tc延迟的差分接收信号的实部值Re[D_r，1Tc(k)]。第二加法器243b从第三乘法器242c的输出值中减去第四乘法器242d的输出值，以输出1Tc延迟的差分接收信号的虚部值Im[D_r，1Tc(k)]。

包括在1Tc延迟的差分信号D_r，1Tc(k)包的前同步码中的特定符号(例如，符号#0)与1Tc延迟的差分PN序列复共轭，其中1Tc延迟的差分PN序列是通过以与1Tc延迟的频率偏移估计器231的多延迟差分滤波器240所执行的方式相同的方式延迟差分对应于特定符号的PN序列来获得的。然后，获得一个符号周期的平均值，以得到1Tc延迟的差分信号D_r，1Tc(k)的频率偏移和

参考图2b，2Tc延迟频率偏移估计器232的多延迟差分滤波器240将接收的信号延迟预定的延迟时间2Tc，将延迟的信号共轭，并乘以接收的信号以输出2Tc延迟差分信号D_r，2Tc(k)。随后，包括在2Tc延迟差分信号D_r，2Tc(k)包的前同步码中的特定符号(例如，符号#0)与2Tc延迟差分PN序列复共轭，其中2Tc延迟差分PN序列是通过以与2Tc延迟频率偏移估计器232的多延迟差分滤波器240执行的方式相同的方式延迟差分对应于特定符号的PN序列来获得的。然后，获得一个符号周期的平均值，以得到2Tc延迟差分信号D_r，2Tc(k)的频率偏移和

以上述相同的方式，如图2c所示，使用3Tc延迟频率偏移估计器233获得3Tc延迟差分信号D_r，3Tc(k)的频率偏移和

图3是示出了基于2.4GHz OQPSK调制的ZigBee接收调制解调器中的非相干符号检测器的框图。图3a详细地示出了根据本发明的特定实施例的基于2.4GHz OQPSK调制的ZigBee接收调制解调器中的非相干符号检测器。

参考图3和图3a，根据本发明的ZigBee接收调制解调器中的非相干符号检测器包括频率偏移估计器310；多个多补偿器300，每一个均包括多延迟差分滤波器240和多频率补偿器320；多个多相关器330；多个求和器340以及最大值选择器350，并如下地检测信号。

首先，A/D转换器211和212以预定采样数对在ZigBee系统的接收端接收到的信号Re[r(t)]和Im[r(t)]进行采样，将其转换成数字信号Re[r(k)]和Im[r(k)]，然后将其输入到多补偿器300。在此，如图3a所示，接收信号被分别输入到构成多补偿器300的1Tc补偿器、2Tc补偿器和3Tc补偿器。

然后，如图3所示，多补偿器300内的多延迟差分滤波器240将接收到的信号延迟多个预定的延迟时间1Tc、2Tc和3Tc，将每一个延迟的信号共轭，并乘以接收的信号以输出多延迟差分信号D_r，1Tc(k)、D_r，2Tc(k)、和D_r，3Tc(k)。

将来自多延迟差分滤波器240的多延迟差分信号输入到多频率补偿器320。

多频率补偿器320将从多延迟差分滤波器240输出的多延迟差分信号D_r，1Tc(k)、D_r，2Tc(k)、和D_r，3Tc(k)与由频率偏移估计器310估计的频率偏移和复共轭，从而补偿接收信号的频率偏移。在此，如图3a所示，多频率补偿器320中的1Tc补偿器、2Tc补偿器和3Tc补偿器分别从频率偏移估计器310接收1Tc延迟差分信号D_r，1Tc(k)的频率偏移和2Tc延迟差分信号D_r，2Tc(k)的频率偏移和以及3Tc延迟差分信号D_r，3Tc(k)的频率偏移和

多频率补偿器320的输出值被输入到分别与接收信号的符号(符号#0到#15)一一对应的多个多相关器330和330-1。多个多相关器330和330-1分别被分配给每个符号(符号#0到#15)，因此总共有16个多相关器。在此，如图3a所示，1Tc补偿器、2Tc补偿器以及3Tc补偿器的输出值分别被1Tc相关器、2Tc相关器和3Tc相关器接收，每个相关器均包括多相关器330和330-1中的每一个。

多个多相关器330和330-1中的每一个均被分配给每个符号(符号#0到#15)，并且将多频率补偿器320的输出值与每个以与多延迟差分滤波器240所执行的方式相同的方式延迟差分的PN序列220和220-1相关。例如，多频率补偿器320的输出值被输入到分配给符号#0的多相关器330，然后与对应于符号#0的以与多延迟差分滤波器240所执行的方式相同的方式延迟差分的PN序列相关。

其余的多相关器，例如，对应于符号#15的多相关器330-1接收多频率补偿器320的输出值，然后将这些值与对应于符号#15的以与多延迟差分滤波器所执行的方式相同的方式延迟差分的PN序列220-1相关。

每个求和器340、341和342对多相关器330和330-1的各个输出值求和，以获得接收信号的能量值。

最大值选择器350接收多个求和器340、341和342的所有输出值，并选择最大值作为用于检测到的符号的输出值i_max。

如上所述选择的符号值被符号解映射器360解映射，以获得期望的信息位。

在上述实施例中，多延迟时间的间隔为1Tc(1芯片周期或1/2芯片周期)，因此，延迟时间被设置为1Tc、2Tc和3Tc，但是这些延迟时间不用于限制本发明，其可以被修改以改进符号检测器的能力。间隔越短，能够获得越精确的结果。

根据本发明的基于频率偏移补偿的符号检测过程如下所述。

首先，假设脉冲形状的发送信号是s(k)，在接收端接收到的信号r(k)可以用下面的公式1表示。

r(k)＝s(k)e^j2πΔfk    公式1

在此，k是时间下标，Δf是载波的频率偏移。因此，上述公式1中的e^j2πΔfk表示通道失真。

因此，在接收端接收到的信号按照如下的公式2所示通过多延迟差分滤波器240将频率偏移转换成较小的频率偏移。

D_r(k)＝r(k)r^*(k-NTc)

＝s(k)e^j2πΔfks^*(k-NTc)e^{-j2πΔfk(k-NTc)}

＝s(k)s^*(k-NTc)e^j2πΔfNTc    公式2

在此，Tc是OQPSK符号时间的1/2芯片时间，以及N是用于延迟输入的系数，具有恒定值。

信号D_r(k)通过多相关器330与多频率偏移补偿器320的输出值复共轭，该信号是通过复共轭发送信号得到的差分PN序列，并且可以表示为D_s(k)＝s(k)s^*(k-NTc)。

因此，与差分PN序列D_s(k)复共轭的信号C(k)可以表示为如下面公式3所示。

C(k)＝D(k)[D_s(k)]^*

＝[s(k)s^*(k-NTc)e^j2πΔfNTc][s(k)s(k-NTc)]

＝e^j2πΔfNTc                             公式3

因此，考虑到接收信号与频率偏移复共轭获得的信号，差分PN序列可以表示为如下面公式4所示。

C(k)＝cos(j2πΔfNTc)+jsin(j2πΔfNTc)    公式4

此外，根据本发明，可以如下估计频率偏移。

首先，接收的前同步码由于其频率偏移而由公式1到公式4来计算。

假设通过将接收的前同步码信号与差分PN序列复共轭得到的信号是Cpre(k)，所估计的频率偏移fest(k)是通过获得前同步码的一个符号采样的累加平均而获得的信号，并且可以表示为如下面的公式5所示。

$>>>f>est>>>(>k>)>>=>>1>M>>\Sigma >>C>>pr>e>>>>(>k>)>>>s>$

$>>=ver>>>cos>>(>j>2>\pi \Delta fNTc>)>>>‾>>+ver>>>j>sin>>(>j>2>\pi \Delta fNTc>)>>>‾>>>s>公式5$

在此，M是包括在前同步码中的符号中的一个符号的采样数。分析上述公式5，可以通过从k＝0到(m-1)(即，全部采样)对复共轭信号C_pre(k)求和并除以采样数以获得平均值来获得频率偏移。

如上所述所获得的频率偏移可以如下所述用于补偿接收信号中的频率偏移。

即，接收信号由于其频率偏移而经受从公式1到公式4的相同过程。假设在接收端接收并被多延迟差分滤波器240多延迟差分的数据信号是C_data(k)，该信号可以与从前同步码估计出的频率偏移f_est(k)复共轭以最终补偿频率偏移。假设具有补偿的频率偏移的数据信号是该信号可以表示为如下公式6所示。

$>>ver>>C>^>>data>>=>>C>data>>>(>k>)>>·sup>>f>est>*sup>>>(>k>)>>>s>$

$>>=>>C>data>>>(>k>)>>·>[ver>>>cos>>(>j>2>\pi \Delta fNTc>)>>>‾>>+ver>>>j>sin>>(>j>2>\pi \Delta fNTc>)>>>‾>>]>=>1>>s>公式6$

如上述公式6所示，可以从前同步码中估计频率偏移，以补偿数据信号中的频率偏移的影响。

图4a到图4e是示出了将传统非相干符号检测器的比特差错率与根据本发明的符号检测器的比特差错率(BER)进行比较的曲线。

在图4a到图4e中，符号■表示传统非相干符号检测器的比特差错率，以及符号○表示根据本发明的具有补偿的频率偏移的符号检测器的比特差错率。

首先，图4a示出了没有频率偏移的情况下(即，当频率偏移为0kHz时)的比特差错率，图4b示出了频率偏移为50kHz的情况下的比特差错率，图4c示出了频率偏移为100kHz的情况下的比特差错率，图4d示出了频率偏移为150kHz的情况下的比特差错率，以及最后图4e示出了在频率偏移为最大值(196kHz)时的比特差错率。研究图4a到图4e，在BER＝10^-3，根据本发明的具有补偿的频率偏移的符号检测器的比特差错率比传统符号检测器好1dB。即，根据本发明的具有补偿的频率偏移的符号检测器消除了由传统非相干方法中的平方过程导致的平方损失，从而具有改进的能力。

根据上述的本发明的特定实施例，在OQPSK短程无线通信系统中使用包括在前同步码中的一个符号来估计频率偏移，以补偿频率偏移，从而容易地检测符号。同样，根据本发明的特定实施例，可以防止由传统非相干方法中的平方过程导致的能力退化，从而获得在BER＝10^-3时大约1dB的能力改进。

此外，因为除去了传统非相干符号检测器中的平方过程，根据本发明的符号检测器可以容易地用硬件来实现。

尽管结合优选实施例示出并描述了本发明，但是应该理解本领域的技术人员在不脱离本发明的权利要求的精神和范围的情况下，进行各种形式的修改和改变。