具有为非同步节点之间通信而保留的子载波的无线多载波系统

摘要

在应用正交频分复用即OFDM的系统中，为在非同步节点(N1、N2)之间进行通信而保留若干载波。至少一个这样保留的载波分配给各基站。在至少等于两个连续的OFDM符号的时间周期期间在该保留的载波上传送正弦信号。非同步接收机在两个连续的OFDM符号时间周期中的一个期间检测正弦信号。信号的存在、信号频率和信号功率给出关于发射机的存在和标识的信息。此外，能推断出相对速度和距离的估计。在一些优选实施例中，通过使用与绝对信号相位无关的信号调制或编码，还可用正弦信号传送更多的信息。

说明书

技术领域

本发明一般涉及多载波系统中的信令，更具体地说，涉及在这种系统中的非同步节点之间的通信。

背景技术

蜂窝通信系统的基本思想含有以下原理：移动终端应该能更换基站，而最好不会干扰任何正在进行的业务。因而移动台需要能找到进行通信的不同基站。因为移动终端会到处移动，所以必须连续或者至少频繁地间歇性搜索在通信距离内的其它基站的存在。如果与移动终端当前通信的基站的信号强度明显变弱，则切换到具有较高信号强度或更好信噪比的另一基站可能会有利。

在使用正交频分复用(OFDM)的通信系统中，在几个载波上并行发送数据。因为并行地发送数据，所以能使得每个OFDM符号的时间宽度比无线信道的时间扩散的长度更长。为了进一步增加健壮性，通常插入周期延伸，或周期前缀(CP)。只要CP的长度比信道脉冲响应的长度长，在OFDM系统中就不会有符号间干扰(ISI)。

为了使移动台对于下行传输能使用OFDM从基站接收数据，移动台必须与基站时间同步。移动台需要知道有效符号宽度的开始。在具有非同步基站的蜂窝系统中，不同基站的定时会漂移，因而在这种情况下，现有技术的移动台不易检测到从具有不同时间同步的另一基站发送的任何数据。

为了启动切换，移动台需要在通信距离内检测至少第二基站的存在。移动台还需要知道该第二基站的一些标号，或小区ID。因为移动台一般与第二基站非同步，所以移动台必须搜索可能发自第二基站的信号。当使用这样的时间同步时，移动台必须假定初步时间同步并确定是否存在一些可用的有意义信息。如果信息不可解译，则必须改变初步时间同步，并且执行任何有意义信息的新评估。为若干可能的基站执行这种在期待的信号模式和接收的信号模式之间的指纹匹配。该过程在处理功率以及移动台的电池资源方面有苛刻要求。而且，在一般情况下，这样的过程还会需要大量的时间，在此期间由于弱的当前连接，呼叫可能会丢失。

发明内容

使用OFDM的现有技术设备和方法的一个问题是从非同步节点不容易得到进行通信或者甚至接收广播信息的可能。进一步的问题是实现同步的过程慢，它们需要高的处理功率，因而它们要求相当大需要电池容量。

本发明之目的是提供能够在OFDM方案内进行非同步节点之间的通信的方法和设备，而不对计算能力和电功率方面有太高的要求。本发明的另一目的是实现在非同步节点之间广播信息的方法和设备。

通过根据所附的专利权利要求的方法和设备来实现上述目的。一般而言，由OFDM系统使用的若干载波为在非同步节点之间进行通信而保留。至少一个这样的保留载波被分配给各基站。在对应于至少两个连续的OFDM符号的时间周期的期间，在该保留载波上传送正弦信号。非同步接收机在两个连续的OFDM符号时间周期中的一个期间检测出上述正弦信号。信号的存在、信号频率和信号功率给出了关于发射机的存在和标识的信息。此外，能推断出对相对速度和距离的估计值。在一些优选实施例中，通过使用与绝对信号相位无关的信号调制或编码，还能使用正弦信号来传送更多的信息。正弦信号的振幅可用来代表不同的数据，更具体地说，通过对正弦信号进行开关切换来实现。此外，可使用在信号之间的相对信号相位进行编码，例如使用DPSK(差分相移键控)。

上面的一般概念揭示了在没有完全同步的情况下进行信息交换的可能性，这样的信令能有利地用于例如在切换尝试期间搜寻基站，或者在寻呼过程期间进行广播之目的。本发明可显著减少在小区搜索和空闲模式期间对计算能力和功率的要求。此外，还会显著地减少执行切换或连接基站的次数。

附图说明

可结合附图并参考下面的说明来最好地理解本发明及其进一步之目的和优点，其中：

图1A是移动通信网络的示意图；

图1B是现有技术的OFDM系统的发射机和接收机的框图；

图2是OFDM信令的定时的说明图；

图3是OFDM符号的有效部分期间的正交载波的说明图；

图4是OFDM符号的整个宽度期间的正交载波的说明图；

图5是整个OFDM符号期间的正交相移载波的说明图；

图6是本发明的OFDM系统的载波以及为非同步通信而保留的这种载波的说明图；

图7是说明保留载波的频率和节点标识之间的关联的示图；

图8A是说明在同步节点之间的OFDM信号的发射和接收的示图；

图8B是说明现有技术中非同步节点之间的OFDM信号的发射和接收的示图；

图8C和8D是说明本发明实施例的非同步节点之间的正弦信号的发射和接收的示图；

图9和10是说明本发明实施例的在非同步节点之间发射和接收承载信息的正弦信号的示图；

图11A是本发明实施例的在非同步节点之间传递正弦信号上的相移键控信息的示图；

图11B和11C是说明图11A的传递的相位图；

图12A-C是通信网络中的非同步通信的示意图；

图13和14是本发明实施例的发射机的框图；

图15和16实本发明实施例的接收机的框图；以及

图17是说明本发明方法实施例中主要步骤的流程图。

具体实施方式

图1中，示意说明了一般的移动通信网络10。若干基站20连接在网络(未示出)中。移动终端30在移动通信网络10的覆盖区内是可移动的，并且能通过基站20中的一个与其通信。每个基站20与小区22相关联，其中小区22一般是用于进行移动终端30到移动通信网络10的连接的主要选择。

在本公开中，一些示范实施例基于特定的多载波系统，即OFDM系统。然而，本发明还可适用于其它的多载波无线通信系统。本发明可有利地适用的非排它性示例是：IFDMA(交错频分多址)系统、非正交或双正交多载波系统。

OFDM是用于传送大数据量的稳健技术。该技术主要用于下行链路(DL)通信，即从基站到移动终端，但是也可用于上行链路(UL)通信，即从移动终端到基站。为了给出基本的概念，首先讨论该OFDM技术的一些重要方面，由此容易理解本发明的好处。

OFDM使用在若干(大数量的)正交频率上的同时发射。图1B说明了一般的现有技术OFDM发射机-接收机对。发射机24由天线26发射包含正交频率的信号32并且接收机34由天线36接收信号32。OFDM发射机24能通过快速傅立叶逆变换部件(IFFT)有效地实现。在发射机24的输入端12上接收将发射的原始信号。信号处理器28接收输入信号。串并转换器29选择数量为n的串行数据值并且将它们转换成n个其时间宽度扩大n倍的并行数据值。在编码器27中并行编码n个并行数据，并且因而IFFT 25拥有n个编码的数据值。该IFFT根据上述n个编码的数据值用傅立叶系数创建包含n个不同频率的信号。该信号由数模转换器(DAC)23转换成模拟形式，并最终由上变频器单元21上变频到发射频率。然后将要发送的信号提供到天线26。

如本领域技术人员所知，编码器27和串并转换器29也可按相反的顺序设置。在这种情况下编码器27是串行编码器。

能由快速傅立叶变换部件(FFT)35按模拟方式实现OFDM接收机34。信号32由天线36接收。下变频器单元31将信号下变频到基本频率，并且模数转换器(ADC)33将信号转换到数字形式。数字信号被提供给信号处理器38。FFT 35将输入信号转化成数量为n的代表信号的傅立叶系数。该n个系数被转发到解码器37，将这n个并行的系数解码成n个数据值。最终，并串转换器39将这n个数据值转换回到串行关系，并且这些串行数据值作为接收机输出端14上的输出信号提供。

这里，与发射机侧相类似，解码器37和并串转换器39也可按相反的顺序设置。

OFDM信号具有一定的时间宽度，通常称为OFDM符号长度。在图2中，OFDM信令的定时说明在离散的时域图中。OFDM调制符号101包括N_fft个样本的有效符号宽度。如上所述，通常插入长度为N_cp的CP以防止ISI。周期延伸可设置在有效符号宽度之前或之后。当周期延伸设在有效符号宽度之前时使用标志“周期前缀”以及当周期延伸设在有效符号宽度之后时通常使用标志“周期后缀”。此处的描述假定使用周期前缀而不是周期后缀，但是本领域技术人员显然明白：周期延伸也同样可以设在有效符号宽度之后或者同时设在有效符号之前和之后。在本公开的示范实施例中，描述为周期延伸设在有效数据符号前面，但是这不应构成对本发明保护范围的限制。

带有CP的OFDM符号的一点小的不利是：各载波会引起大的频谱旁瓣。为了减小频谱旁瓣，也可添加具有N_roll个样本的转入延伸和具有N_roll个样本的转出延伸。转入和转出形状通常能选择为凸起的余弦形状。通常安排转入延伸来与前一OFDM符号100的转出延伸重叠，以及明显地，因此安排转出延伸来与后面的OFDM符号102的转入延伸重叠。为了具有随时间恒定的传送功率，需要在当前OFDM符号101的转入部分的功率增加，正好匹配在前一OFDM符号100的转出部分的功率减少。这可表达为对窗口函数的要求：转出窗口应该等于一减去转入窗口。这是许多窗口形状具有的特点(比如凸起的余弦形状)。

图2中，OFDM符号101的有效部分似乎因加入CP和转入/转出部分而显著减小。然而，图2仅用来将基本原理直观化。在一般工作条件下，N_fft的宽度比CP和转入/转出宽度的和大得多。由这些附加部分导致的传输容量丢失通常是很少量的。

图3中，说明了在有效符号宽度N_fft内的若干OFDM载波。本领域技术人员知晓：在N_fft个样本的有效符号宽度期间，所有载波旋转整数次。他们还会注意到：通常这些载波呈现在复合基带中，但是在图3中仅看到载波的正弦部分而不是余弦部分。这意味着，例如，载波的相位在有效符号宽度N_fft的开始和结束位置到达相同值。

图4中，说明了在整个OFDM符号长度内的若干OFDM载波。现在可知：在总数为N_fft+N_cp的样本的期间载波通常不会旋转整数次。可能会有少数例外，其中在N_fft和N_cp之间的相对尺寸正好匹配，在这种情况下载波的确旋转整数次。当添加了转入和转出部分，来自单个OFDM符号的信号在总数为N_fft+N_cp+2N_roll的样本上甚至在振幅上不再恒定。

在OFDM系统中载波的相位用作信息载体。在前图中，说明了在N_fft个样本的有效符号宽度开始时具有相同相移的所有载波。然而，图5所示的图形更逼真，其中不同的载波代表不同的相移。

图6说明了本发明的OFDM的载波利用。在通常的OFDM系统中，使用大量的载波。在一个通常的系统中，可能使用4000个载波，遍布在频带110上。载波是等距的，即在两个相继的载波之间有恒定的频差。

本发明的一个基本思想是引入适合OFDM构架的新的信道，它专用于在不必时间同步的节点之间传送信息。在本发明的最基本实施例中，载波的子组f₁、f₂、...、f_m为传送这样的信息而保留。优选地，上述子组在频率中也是等距的，即在子组中的每个载波与在子组中的前一载波隔开相同的频差。

每个基站被分配一组这样的保留频率，由此创建在保留频率和基站标识之间的关系。保留子组的某一载波或一组载波的存在因此能与某一基站相关联。因为载波的总数非常大，一般为几千，所以为非同步通信而使用它们中的几百个对于数据传输效率的影响至多是少量的。图7示意性地说明了在某些载波频率和基站(BST)之间的关联。这种关联信息在通信网络内可用。

OFDM中的通常信息传送如上所述，它基于各载波的相位信息。这要求在发射机和接收机之间有良好的同步。当发射机和接收机同步时，如在图8A中示意说明的那样执行数据传送。第一节点N1的发射机根据要发射的数据值创建若干具有相移的正交载波。添加CP和转入/转出部分，然后发射信号。图8A中，位于上方的那行就是这种发射信号。尽管多个载波同时发射，但仅用单一的载波来表现该信号。转入/转出和CP部分的开始和结束位置用垂直线表示。除去了转入/转出和CP部分，该信号便是纯正弦信号，这容易明白。

第二节点N2接收该信号。节点N2与节点N1同步，这意味着N2会将周期中对应于CP和转入/转出部分的信号信息忽略掉。于是建立了一个时间样板，如图8A的中间的那行所示。忽略掉在加阴影线的间隔期间到达的信号，并且仅仅将在这些加阴影线的间隔之间到达的信号用于分析。节点N2接收的信号示出在图8A中的下方。这些信号是与原始信号具有完全相同相移的纯正弦信号。然后，对该相移进行评估，从而得到对所传送信息的解译。

图8B中，描述了相似的情形。然而，在此例中，节点N1和N2不同步。其上方的那部分与图8A相同，因为第一节点在与前面相似的定时中工作。然而，节点N2的时基现在偏移了时间δ。这意味着节点N2的时间样板也偏移差异δ，如图8b的中间部分所示。所得到的由节点N2提取的信号示出在图8b的下方。对于本领域的技术人员显然明白：该信号不是纯正弦信号，这意味着信号还含有其它频率分量。因为所有的载波以相似的方式失真，所以产生的信号会严重失真，因而任何尝试对信息内容的解译均会失败。这是现有技术中非同步节点之间通信的情形。

图8C说明本发明的实施例中在非同步节点之间的信令原理。节点N1在分配给节点N1的为非同步通信而保留的载波上发射。根据本发明，在对应于两个连续OFDM符号的至少一个时间周期期间发射正弦信号99。在本实施例中，对应于两个OFDM符号的长度，如箭头和标记“n＝2”所示。该正弦信号被连续地发射，而不管任何通常的转入/转出或CP部分。与图8B中一样，节点N2与节点N1不同步，具有时基差异δ。节点N2的时间样板如该图中间部分所示。图8C的下方部分表示所接收或提取的信号。显而易见，从图中可看出，仅一部分第一提取的OFDM符号含有不可解译的信息。减号(″-″)指示图中的该无用信号。然而，第二提取的OFDM信号98的确含有一个单一正弦频率。该OFDM符号因此能与有效信息相关联，它用星号(″*″)指示。第三提取的OFDM信号在OFDM信号周期的结束再次含有非正弦分量，并且该符号的任何信息都是无用的。

这样，当会理解：通过一次在两个OFDM符号长度期间发送纯正弦信号99，每第二个接收的OFDM符号98具有一些类别的信息值。会认识到接收的信号的相位仍不可靠，因为时基差异δ未知。然而，采用纯正弦信号99(但没有绝对相位)的调制技术可用来传送信息。

在图8D中，说明了本发明的备选实施例。在此，纯正弦信号99的宽度从对应于三个相继的OFDM符号的节点N1发射。接收和提取的OFDM符号包括一个无意义符号和两个包含纯正弦信号98的符号。这两个正弦信号98的频率是相同的。然而有相对相移，它唯一地依赖于在绝对频率以及CP和转入/转出宽度的大小之间的关系并因而能够由该关系计算出。因而容易断定是否两个检测到的正弦信号98发自相同发射的正弦信号99。

在本发明的最基本形式中，仅正弦信号98的存在可被利用。如前所述，各基站被分配一组保留的频率。然后移动终端能监听和试着检测到属于频率保留集的未调制正弦信号98的出现或存在。当移动台检测到为非同步通信而保留的频率上的信号出现时，它能提取至少以下四条信息。

发射该保留频率(或多个频率)的基站的小区ID是所使用频率的直接映射。通过使用例如类似于图7所示的表格，某一保留频率的存在可直接导致这样的认知：即基站中的特定基站在较近处存在。

到新的非同步基站的相对路径损耗可通过对保留信号的接收信号强度进行平均而导出。然后，由相对路径损耗给出关于近似距离的信息或新基站是否可以成为切换备选基站的信息。

通过测量在标识基站的保留信号的实际测量或检测到的频率和期待的频率之间的任何小的频移，得到与本基站相比的新基站的多普勒频移。通过将保留载波的接收频率与本地基准频率信号相比较得到绝对多普勒频移估计。该本地基准频率信号必须相对稳定。

相对多普勒频移的正负号表明移动台是朝着新基站移动还是远离新基站移动。

此外，因为所有基站，包括移动台现在正在进行通信的基站，在保留频率上发射未解调的正弦信号，所以移动台还能执行朝向同步的一些早期步骤。通常同步分成几个部分，包括OFDM符号同步、帧同步(假定帧由几个OFDM符号构成)并且可能还有超帧同步(假定超帧由几帧构成)。通过检测在为非同步通信而保留的子载波上传送的信息，移动台能得到初步的帧同步和超帧同步。此外，能减少OFDM符号同步的不确定区。通过将在非同步子载波上检测到的信息与丢弃的中间符号进行比较，可得到对OFDM符号同步误差的估计。如果在平均上检测到的信息符号具有比丢弃的符号高得多的接收能量，那么OFDM符号同步误差会大。另一方面，如果丢弃的符号具有与检测到的符号几乎一样大的接收能量，则OFDM符号同步就准确得多。在后来对完全OFDM符号同步的搜索中可利用该信息，以备移动台要切换到新的非同步基站。通过锁定到所发射的保留频率的非调制正弦信号来实现对基站的完全频率同步。

因而，本发明的一个基本特征是：为非同步通信而保留载波的子组，例如用于小区搜索。当移动台检测到这样载波的出现时，它会知道该载波发自另一基站。移动台能检测到该信号，即使它与发射该载波的基站不时间同步。移动台检测到的保留载波的频率是发射该信号的基站的小区ID的直接映射。

还可在这些为非同步通信而保留的载波上将其它信息传送到当前与另一基站时间同步的一些移动台。为了使这成为可能，例如为小区搜索和对非同步移动台的信息广播而保留的载波频率应该具有以下两个特性的调制格式。首先，非同步信息的波特率必须至多为原始符号速率的一半。其次，在至少每两个连续的OFDM符号之间不能允许有相位跳动。

以下描述与本发明兼容的调制格式的若干示例。

图9说明本发明的一个非同步通信的实施例。图中，为了简化图示，略去了转入/转出和CP部分。然而，与前面的图示类似，这些当然是存在的。在此实施例中，使用振幅调制。正是在此实施例中，振幅调制由对应地根据某些规则接通和关断正弦信号99来实现。发射节点N1提供对应于保留载波的频率的正弦信号99。对应于发送“1”，节点N1在两个连续的OFDM符号期间接通正弦信号99。对应于发送“0”，节点N1在两个连续的OFDM符号期间关断正弦信号99。在图9给出的例中，节点N1通过在两个双OFDM符号宽度期间接通正弦信号99、通过在双OFDM符号宽度期间将其关断以及最终通过在双OFDM符号宽度期间将其再次接通，来传送数据序列“1101”。注意在第一和第二OFDM符号之间、在第三和第四OFDM符号之间以及在第七和第八OFDM符号之间不允许有相移。然而，如果需要，在第二和第三OFDM符号之间可以有相移。

接收节点N2记录图中中间的那行所示的信号。在至少每第二个OFDM符号中接收纯正弦信号98。在中间符号中还可能有伴随的正弦信号，以(*)标示。接收机推断出哪一组每第二个符号通常含有无用的内容并且将这些OFDM符号丢弃。该接收到的OFDM符号的过滤用图中下方的行说明，并解释了为什么仅仅能实现至多一半的波特率。节点N2现在能解译每个包含作为“1”的正弦信号的剩余的OFDM“符号”和每个作为“0”的空的OFDM“符号”。在图9的例中，检测到序列“1101”。

基站的存在仍然能推断出，除非发射机连续发射零。然而，在这种场合，可采用位填充技术来防止这样的情形发生。

通过使用若干个不同值(例如各为0、1/3、2/3和1)的正弦信号，能连续地传送更多的数据。于是强度值对应地代表“00”、“01”、“10”和“11”。然而，因为绝对路径损耗不是先验而知的，使用的强度等级的数量必须经校准并且在一般情况下其数量要非常有限，以将所发射的强度解译成对应的实际接收的强度。一种校准这样的发射功率级别的可能的方法是发送包含所有被使用强度值的完全确定的校准信号。

增加数据传输率的一个更有吸引力的方法可能是将多于一个的保留载波频率合并。图10中，发射机与用于非同步通信的两个频率相关联。当发射机想要发送位序列“11”时，允许两个频率包含正弦信号99A、99B。“10”仅在一个频率上对应于正弦信号99A，并且“01”仅在另一频率上对应于正弦信号99B。不发送信号代表“00”。接收和过滤过程与较前面的实施例类似，并且接收机会容易解译所传送的信息。

通过增加各基站可用频率的数量，能提高信息率。然而，因为为非同步通信而保留的载波减少了总的传送信息，非同步信息率应当尽可能低。仅非常重要的数据(例如最好是那些参与切换或寻呼过程的数据)应按这种方式通信。

正弦信号的绝对相位不能用于传送数据，因为一般不知道同步差异δ。然而，能使用相对相位，即传送的数据能被差分地编码。在图11A-C中说明了一例PSK系统。

首先，考虑图11A中上方的部分和图11B。在发射机侧，在两个OFDM符号间隔期间传送第一正弦信号120。在第一OFDM信号开始时刻的该信号的相移，对应于PQ图中的点130。然而，由于转入/转出和CP间隔，在第二OFDM符号间隔中引入了附加相移α。在两个后面的OFDM符号间隔期间传送第二正弦信号121。相对相移β根据传送的信息(在此例中是位“11”)编码。根据PSK，该相移应当对应于PQ图中的点131，即180°相移。

现在参考图11A中下方的部分和图11C。在接收机侧，以对应于相差γ₁的时差而不与发射机同步，接收正弦信号122。信号122的相位对应于PQ图中的点132。在下一个OFDM符号间隔期间，接收第二信号123。然而，该信号不是纯正弦信号并且因此被丢弃。在下一个OFDM符号间隔中，接收下一个正弦信号124。信号124的相位γ₂对应于PQ图中的点134。

已知，附加相移α应在两个信号122和124之间引入两次。α容易根据载波频率和转入/转出和CP的时间宽度推出。这在下文中还会详述。由此能推断出如果在信号120和121之间的发射侧根本没有相移，则检测到的信号124的相位会是在PQ图中的点133。引入的相对相移因而能容易地计算如下：

β＝γ₁+γ₂+2α，

在此例中为180度。这样的相移对应于二进制数值“11”。

在有效OFDM信号的期间执行n次完全旋转的载波上的相位旋转α能表达如下：

其中表示小于等于x的最大整数。

本发明能用于各种OFDM系统的非同步通信。这样的通信在蜂窝通信中的某些场合特别重要。一种场合是用于切换过程中的小区搜索。图12A说明了一个通信系统，其中在移动终端30的无线通信距离内有三个基站20。该移动终端由激活链路60连接并与最近的基站同步。然而，为了参与切换，移动终端30连续地或准连续地搜索相邻基站。这样的通信必须在非同步链路65上执行。初始搜索阶段特别重要的信息首先是所有相邻基站的存在，以及例如在其它基站中的小区负载等深入信息。当决定启动切换过程时，前一种信息是直接相关的。当实际作出决定进行切换时，深入信息也很重要。关于其它小区中存在随机访问资源的信息，以及关于在选择用于切换的小区中的帧同步的初步想法变得很重要。同步消息例如可在保留载波上作为专门的广播信息进行传送。

图12B说明另一情形。其中，移动终端30不与任何基站20同步。这可能是例如以下的情形：移动终端30开启并开始寻找进行通信的任何通信网络。在这种场合，移动终端30有它自身的内部同步并且必须在初始阶段经由非同步消息执行与附近基站的所有通信。在现有技术中这种情形对于处理容量、电池功率及时间等有很高的要求。然而，如果能得到一些比如初步帧同步或可用的随机访问资源等辅助信息，就能大大减少这些要求。

图12B也能说明其中移动终端30按空闲模式连接到通信系统的情形。移动终端30不与任何特定的基站20同步，但是基站20知道移动终端30在短时之前曾出现在其覆盖区内。如果对移动终端的呼入到达通信网络，则执行寻呼，以确定移动终端30位于何处。根据本发明，这样的寻呼消息可有利地使用进行非同步通信的载波进行广播。

此外，应该在例如两个基站之间执行非同步通信，用于例如在空中交换资源管理信息。

如图12C所示，还可在移动终端30之间直接执行非同步通信。在这种场合，所用的载波频率和特定设备之间很可能没有预定的关系。这里，或者必须使用为这样的通信共同分配的载波，或者如果移动终端30当前连接于任何网络，则该网络或这些网络可参与将这样的载波频率暂时分配给通信。

恒定的正弦信号可由OFDM发射机按不同的方式生成。图13说明一个实施例。图中，详细示出了发射机的信号处理器28。在该实施例中，为来自该特定发射机的非同步通信而保留一个载波。不是将来自编码器的值馈送到IFFT 25，而是由数据符号发生器71为该特定载波供值。终结器装置74终结由编码器提供的保留载波上的任何信号。符号发生器71能在转入、转出和周期前缀宽度期间旋转整数次的这样的载波上发射恒定的数据符号。然而，通过在该载波上连续地旋转数据符号以补偿在周期前缀和转入/出期间的相位旋转，能在任何载波上传送恒定的正弦信号。如果符号发生器71在两个连续的OFDM符号中发射相同的数据符号并且旋转第二个数据符号以便补偿在周期前缀中和在转入和转出中的相移α，则会有持续至少两个OFDM符号宽度的正弦信号。按照上文所讨论的内容容易计算出相移α。如果该正弦信号要承载调制的信息，则根据上文讨论的内容，相应地例如通过开通和关断或者通过引入更多的相移来控制符号发生器71。产生的信号被提供给信号处理器输出70。

或者，也可如图14所示，关断在IFFT中的载波并且由信号发生器73在时域中简单地加上72相应频率的正弦信号。还有，如果该正弦信号要承载已调制的信息，则根据上文讨论的内容，相应地例如通过开通和关断或者通过引入更多的相移来控制信号发生器73。

本发明一实施例中的接收机的信号处理器可以如图15中所示。在信号处理器输入端75接收输入信号。在FFT 35之后，不允许一个(或一般为若干个)经变换的值到达解码器37，而是代之以引入到符号解译器76中。根据上面讨论的内容，在该符号解译器中，执行与非同步OFDM通信的接收有关的一些过程。

图16说明接收机信号处理器的一个备选实施例。在此例中，保留的载波被简单地终接到FFT 35或至解码器37的连接。或者代之以第二(较小的)FFT 77直接连接到输入端75，它经受与主FFT 35具有相同的信号。然后，第二FFT 77最好配置成仅选择少许频率来进行分析。这种小FFT 77能设计得比主FFT 35小得多，它不会增加对整个信号处理器38任何明显的成本。相比之下，小FFT 35的操作只需花费更短的时间和更小的处理器功率，因此所需的电池功率也更小。如上所述，如果在频率中等距地选择保留载波，则能实现特别便宜和简单的FFT。

图13-16中，编码器和解码器被分别表现成对若干数据并行工作的单元。然而，本领域技术人员均知编码器/解码器各自能以并串和串并转换器来改变位置。在这种情况下，就对串行数据执行解码/编码。终止器装置74于是可设在发射机的串并转换器29的任一侧，且符号解译器76可设在接收机侧的并串转换器39之前或之后。

可参考图17的流程图对本发明的方法进行概述，在该流程图中，说明了本发明的一个方法实施例的主要步骤。过程在步骤200开始。在步骤202，保留若干载波用于非同步通信。在步骤204，在对应于至少两个连续的OFDM符号的时间周期上在这样的保留载波上发射正弦信号。在步骤206接收该正弦信号并且在步骤208解译该信号。过程在步骤210结束。

早已有人提出将正弦信号作为便于与特定基站进行同步的工具，参见例如Kapoor等人的文章“用于无线OFDM系统的对于快速时变衰落信号的导频辅助同步”“Pilot assisted synchronization forwireless OFDM systems over fast time varying fading signals”(VTC′98，48th IEEE Vehicular Technology Conference，Ottawa，Canada，May 18-21，1998，IEEE Vehicular Technology Conference，New York，USA，Vol.3 Conf.48，pp.2077-2080，XP000903385.)。然而在现有技术中从未提出过在非同步节点之间使用连续的正弦信号用于标识目的和数据通信。

应当理解，在不背离唯一地由所附的权利要求书规定的本发明的范围的前提下，本领域技术人员可以对本公开的示范实施例作出各种修改和变更。