具有用于功率因数校正的多向量误差放大器的电源供应器

摘要

一种具有功率因数校正控制的稳压电源供应器，其包括一个多向量误差放大器。该多向量误差放大器提供一个用于调节电源转换机构的一误差信号。该多向量误差放大器用于在稳态操作期间提供一低失真误差信号，同时对突发负载变化快速且平滑地作出响应。

说明书

技术领域

本发明涉及电源供应器领域，且更具体而言，本发明涉及具有功率因数校正(PFC)控制的稳压电源供应器。

背景技术

稳压电源供应器在诸多应用中用于功率转换，包括计算机、照明用镇流器以及电信设备。耗电在70瓦(含)以上的稳压电源产品通常需有功率因数校正，以便减少功率损耗并且符合环境规定。在各种负载变动频繁的产品中，尤其需要能够对突发负载变化作出快速反应的稳压电源供应器。

没有功率因数校正，则AC/DC功率转换系统就会将尖锐脉冲电流引入整流器，如图1B中所示。这些高峰值电流会由于热耗散导致显着的功率损耗。此外，它们也会给配电系统和传输线带来很大负荷。

功率因数校正电路通过采用回馈控制回路对输入电流进行调节，可基本上消除这些电流脉动。功率因数校正电路将整流器输入电流与整流器电压输出(图1A)和电源供应器电压输出同步。电源供应器仍然能够提供具有连续且低峰值输入电流的相同的恒定电压输出功率。图1C所示为经过功率因数校正的电源供应器的输入电流波形。较低的峰值电流使电源供应器能够高效地转换能量，同时也减轻配电系统和传输线的压力。

为了在稳态操作期间生成低失真输入电流，稳压电源供应器需要一具有极低带宽误差放大器的功率因数校正部。低带宽误差放大器从电源输出电压中滤除非DC分量，使非DC分量不会进入回馈控制回路。由于电源供应器的输入是AC信号，因此尽管电源输出是DC信号，仍不可避免地含有AC分量。在一定限度内，此在输出上是可接受的，但是为了使功率输出保持稳定，必须尽可能地将此AC分量从回馈信号中去除。由于AC分量是低频率信号(60-120Hz)，因此功率因数校正电路中需要极低带宽误差放大器来完成此工作。

稳压电源供应器还必须能够对快速瞬变迅速作出响应。输出负载发生变化、电源开启或关闭以及电源输入受到低频干扰或电涌的影响时，都可发生这些快速瞬变。若电源供应器在这些情况下不能立即作出反应，则输出电压也将发生变化，可能超出电源的预定操作范围。此可导致电源供应器无预期的关断和电路的损坏。

不幸的是，实现低信号失真和快速响应在传统的稳压电源设计中是两个互相矛盾的目标。具有提供低失真的误差放大器的功率因数校正电路对负载变化的反应会非常缓慢。等到电源输出被校正时，不是已经达到了高电压保护警告就是达到了低电压保护警告，且电源供应器将关断。这是因为典型的低带宽误差放大器从反馈回路中滤除较高频率信号，意味着其为“慢速”分量。尽管这对于消除电流失真是必要的，但是它降低了功率因数校正电路的响应度。

现有技术中的稳压电源系统藉由谨慎选择功率因数校正电路组件进行折衷，从而试图解决这些互相矛盾的目标。但是，此折衷方案不能同时实现电流失真和瞬变响应的最佳性能。由于上述原因，设计一可同时提供低信号失真和快速瞬变响应的功率因数校正电路有其难度。低电流失真要求“慢速”误差放大器，但是快速瞬变响应要求“快速”误差放大器。

所要解决的问题在于为功率因数校正电路设计出一种可在稳态操作期间滤除AC分量脉动，同时又能够快速且平滑地响应输出负载和电源电压中突发变化的误差放大器。理想的目标是一种电路，其可检测快速瞬变，并且在不增加增益的情况下暂时增加其控制带宽作为响应。

美国专利第5,619,405号中公开了一种解决此问题的方法。Kammiller等人揭示了一种具有可变带宽控制的功率因数校正电路。该发明包括一连接到低带宽放大器一输入端的可变电阻和一响应输出条件对可变电阻进行切换的控制电路。当控制电路感测到输出负载的变化时，连接到低带宽放大器输入端的可变电阻阻值可藉由一切换机构(switching mechanism)而暂时降低。这样就允许回馈-控制电路暂时以较高带宽操作从而提高瞬变回应。

Kammiller的发明的缺点之一是不能从瞬变模式操作中将稳态操作去耦(decouple)。在稳态操作期间，回馈信号通过低带宽放大器。为了使控制信号能够响应于快速瞬变更快地传送，Kammiller提出一种新型带宽控制转换机构。此设计方案可增加反馈回路的总体速度，但是可增加程度有限。带宽控制机构的输出端是被串联到低带宽放大器的输入端。瞬变模式回馈控制信号的带宽仍然严重地受到有效的低通滤波器的限制。电路的瞬变响应仍然受到对稳态操作条件要求的限制。

Kammiller的发明的另一缺点是具有不稳定倾向。只要输出电压超出稳态边界，Kammiller所主张的电阻切换机构就会增加反馈回路的控制带宽。但是，在较高电路频率下减小连接到低带宽放大器输入端的电阻，该电阻切换机构也会增加回馈电路的总体增益。图2A说明了Kammiller发明的增益特征。熟悉本领域的技术人员熟知同时增加功率增益和带宽会倾向于导致回馈控制系统变得不稳定。因此，在电源供应器开启/关闭以及负载变化瞬变期间可观察到输出电压中的振荡。此外，所述电阻切换机构将导致极为急剧和突然的转换，进一步增加了电路负担并危害其稳定性。图3A说明了Kammiller设计的瞬变响应。

Kammiller的发明的另一缺点是瞬变响应缓慢。低带宽放大器将造成功率因数校正控制信号的相位延迟。低带宽放大器由一连接到电容器的放大器构成。尽管存在电阻切换机构，但瞬变回馈信号仍必须通过此组件并承受相位延迟。

Kammiller专利的另一缺点是高生产成本。如上述，Kammiller设计的瞬变响应易于不稳定。在瞬变模式期间最大输出电压可能大大高于稳态输出电压。为了解决这一问题，可能有必要在电源输出侧使用具有高额定电压的存储电容(bank capacitance)。若电源输出为385V-400V DC，则必须使用额定电压为450V的存储电容。相对于电路的总成本，此所增加的成本极高。

最后，Kammiller的发明中未公开如何实施其权利要求所主张的电阻切换机构。没有展示如何构造此组件的图式。也没有在任何优选实施例中进行任何详细地说明或描述。不了解如何实施该发明，也就难以对其评估。本领域不存在设计所述切换机构的简单方式。相对于电路的总成本，可变电阻机构的任何可实施的实例均为繁琐且昂贵。此外，转换机构还可能带来其它新增的需要解决的复杂问题。由于缺乏对于实施所述设备的方法的充分公开的支持，必然会得出Kammiller的发明未能切实地解决上述问题。

熟悉本领域的技术人员易于了解，Kammiller专利的所有两个优选实施例都具有上述缺点。因此，仍然需要一种能够提供低电流失真并且具有快速稳定瞬变响应的功率因数校正电路。

发明内容

本发明的总体目的在于提供一种用于稳压电源供应器的功率因数校正电路的多向量误差放大器，其将减小稳态操作期间的功率输出中的失真，同时快速且平滑地校正瞬变条件。当发生负载变化或发生其它瞬变条件时，自动增加多向量误差放大器的控制带宽并降低增益，以此实现上述目的

本发明的另一目的是克服上述现有技术发明的缺点。

本发明的另一目的是提供稳定电流输入的构件，其自校正瞬变条件的构件去耦，从而实际上两者均可达到最佳化。在稳态操作期间，回馈信号通过低带宽放大器以便将AC分量失真从控制回路中滤除。当控制电路系统检测到输出电压中的显着变化，其指示负载变化或其它瞬变条件时，回馈信号可自动经由一高带宽低增益电压加法器(voltage adder)传送。在瞬变模式操作期间，对稳态操作的要求不会影响电路的性能，反之亦然。

本发明的另一目的是提供一种具有快速瞬变响应的多向量误差放大器。瞬变包括负载变化、电源开启/关闭、输入低频干扰以及输入电涌。本发明允许高频瞬变模式回馈信号自动在低带宽放大器传送，而不会导致任何显着的相位延迟。

本发明的另一目的是提供一种具有柔性、平滑瞬变响应的多向量误差放大器。当检测到操作条件中的变化时，本发明不仅可增加反馈回路的控制带宽，而且可同时降低增益。

本发明的另一目的是减少功率因数校正电路的生产成本。本发明利用廉价组件的简单设计可实现上述目标。实现对负载变化的稳定响应使电源能够提供精确的DC输出电压。并允许在电源输出端上使用具有相对较低额定电压的存储电容。此外，本发明可仅使用若干放大器以及一个电压加法器来控制带宽。本领域的技术人员熟知，廉价的电压加法器是易于实现的。通过以下的附图及说明，可了解本发明的其它目的和功效。

附图说明

说明书附图是本说明书的组成部分，其有助于进一步理解本发明。附图中展示了本发明的实施例，并且连同以下的详细说明共同用于阐明本发明的原理。

图1A为电源的桥式整流器的输出端处的电压波形；

图1B为没有功率因数校正的功率转换电路的输入电流信号波形；

图1C为具有功率因数校正的功率转换电路的输入电流信号波形；

图2A展示现有技术(Kammiller，美国专利第5,619,405号)中的误差放大器的电压增益特征；

图2B展示本发明多向量误差放大器的电压增益特征；

图3A展示现有技术(Kammiller，美国专利第5,619,405号)中的误差放大器的瞬变响应；

图3B展示多向量误差放大器的瞬变响应；

图4展示具有功率因数校正的已知稳压电源供应器的方块图；

图5展示使用根据本发明的多向量误差放大器的具有功率因数校正的稳压电源供应器的方块图；

图6展示用于根据本发明的功率因数校正电路的多向量误差放大器的另一实施例的图。

具体实施方式

下面请参照附图，图中的内容仅用于说明而非限制本发明的优选实施例的目的，图4展示了已知的具有功率因数校正的稳压电源供应器的方块图。

在此电路中，一桥式整流器22在一AC输入端24处接收一AC输入信号20。桥式整流器22的一个输出端26连接到一电感器28和一电流感测电阻器30(current-sense resistor)。该电感器28和电流感测电阻器30经由一切换开关(switch)32连接形成一回路。切换开关32可由若干种组件中的任选其一，包括场效应晶体管(FET)开关或一些其它类型的已知开关组件。

当控制电路系统将切换开关32闭合时，来自桥式整流器22的电压被施加到电感器28上。经过电感器28的电流开始增加。最终，切换开关32断开并且流过电感器28的电流流过一二极管36并对一电容器42进行充电。电容器42必要时藉由端子对34之间的负载放电。在导通期间，二极管36使电容器42无法经由切换开关32放电。切换开关32的控制信号使端子34处保持几乎恒定的电压。应理解，尽管此实施例中的输出为385伏，但是也可为其它恒定电压输出。

切换开关32受到一驱动电路44的控制，而驱动电路44从例如一RS锁存器等控制组件接收其输入。此实施例中展示RS锁存器46的一设定-输入端和一重设-输入端分别耦接一比较器48和一时钟50。时钟50生成在约100KHz下操作的时钟信号。这些组件的操作在本领域中是公知技术，因此无需更为详细的论述。

在此现有技术的实施例中，在分压器位置39处感测到输出电压的一个样本。分压器位置39是电阻器38和电阻器40形成的高阻抗分压器网络的一部分。分压器位置39被连接到低带宽误差放大器组块100的一个输入端。分压器位置39的稳态感测输出电压可被配置成任意值，但是在此实施例中，其被选择为2.5伏。

低带宽误差放大器组块100的输入端被连接到缓冲放大器101以避免负载高阻抗分压器网络。经由电阻器111将缓冲放大器101的输出端提供到一放大器110的一负输入端。一电容性组件112连接于放大器110的该负输入端和一输出端之间。电容性组件112增加了阻抗且减小了低带宽误差放大器组块100的带宽。可理解的是，误差放大器110还可被称为积分器、比较器、电压比较器、电压误差放大器、限定带宽放大器或该领域中所知的其它术语。

在误差放大器110中将从缓冲放大器101采样的信号与2.5伏的参考电压VREF进行比较。比较后产生一电压误差信号60，其被供应到一个乘/除法器组块62。乘/除法器组块62还经由电阻器64接收一具有与电源的整流输入电压相同的形状的线形电流66。还向乘/除法器组块62提供一量值输入68。量值输入68是一个与电源线电压的RMS值相关的DC信号，其可发生变化。藉由使整流线路信号70先通过一低通滤波器72并且随后通过一平方器74以获得与电源线电压的平方相关的DC信号，可产生量值输入信号68。

在乘/除法器组块62中将三个输入，即电压误差信号60、电源波形电流66以及量值输入68组合，并藉由电阻器转换成电流。此形成输入电流76，其为比较器48的参考信号，并且经由电阻器78将其施加到比较器48的负输入端。将输入电流76与一线路输入电流79进行比较。线路输入电流79在电阻器30两端产生电压，藉由一电阻器80将该电压转换成电流并且施加到比较器48的负输入端。比较器48的正输入端连接到端子对34的接地点。端子对34、电阻器38、分压器位置39、电阻器40、低带宽误差放大器组块100、电压误差信号60、乘/除法器组块62、电阻器64、线形电流66、量值输入68、整流线路信号70、低通滤波器72、平方器74、输入电流76、电阻器78、电流79、电阻器80、电流感应电阻器30以及比较器48形成控制回路，该控制回路可使电阻器78与电阻器80接点处的电压保持在端子对34接地点处的电平。

如前述，比较器48的一个输出端、时钟50、RS锁存器46以及驱动电路44藉由控制切换开关32在端子对34两端提供所要求的输出电压。

图4中所示的电源供应器被设计为保持恒定的DC输出电压，例如385伏。输出电压信号中的失真必须保持在可接受界限内，例如+10/-10伏。但是，端子对34连接在电容性组件42的两端，电容性组件42被具有较大的120Hz分量的整流电流充电，从而在分压器位置39处所感测的电压将仍具有120Hz AC脉动分量。若电压误差信号60包括此AC分量以作为其一部分并且该AC分量被传递到乘/除法器组块62，则输入电流76将含有来自电容性组件42上的波形的不良失真分量。为避免此现象，电压误差信号60需要尽可能地接近输出信号的纯DC分量。为了实现此要求，低带宽误差放大器组块100必须以极低带宽操作以便滤出AC信号分量。但是，这也导致对于负载变化的响应极为缓慢。

DC电压误差信号60取决于负载和输入条件可以是具有不同值的恒定DC电压信号。极低带宽放大器组块100将从分压器位置39滤出采样的电压的AC分量。此实现向乘/除法器组块62提供一几乎完全没有AC失真的电压误差信号60。应注意，线形电流66或量值输入68不会输入任何失真。

图4的稳压电源存在的一个问题是，当在端子对34处发生较大、快速负载变化时，低带宽误差放大器组块100太慢以至于不能跟上该变化。当发生突发负载步进(sudden load step)时，要求电源能够藉由增加或降低输出电流而迅速作出响应，而不允许输出电压电平发生变化。用于使低带宽误差放大器组块100实现此操作的一种方式为增加响应速度、增加带宽以便在电压输出电平可发生显着变化之前对其进行校正。并且还要求此反应平滑发生。尽管增加了带宽，但是还应该使电路减小增益，从而实现快速且稳定的瞬变响应。还应该注意到，当输送到电源的输入突然变化时，图4的稳压电源将面临类似的问题。此突然变化是由于电源开启/关闭或由于输入电压受到低频干扰而发生。

因此，关于能够提供具有低失真的输出信号并且可快速且稳定响应于负载和输入变化的具有功率因数校正的电源，请参看图5。图5中类似或相同于图4中的组件具有相同的数字标记。本发明特定地涉及多向量误差放大器组块200。此组件取代图4中的低带宽误差放大器组块100，其目的为确保切换开关32的驱动信号能够提供低失真输出，其快速且稳定响应于负载和输入变化。多向量误差放大器组块200的一个输入端连接到分压器位置39，且多向量误差放大器组块200的一个输出端输出电压误差信号60。

在稳态操作期间，该电路以类似于前述低带宽误差放大器100的方式操作，从而稳压电源的功率因数控制电路提供低失真输出电压。但是，对于多向量误差放大器组块200，由于增加了一些组件，使电源可迅速且平滑地响应快速且较大的负载变化和输入瞬变。当电源在容许的稳态参数内操作时，多向量误差放大器组块200具有低带宽，由此以较慢方式适当地操作。当负载或输入发生较大、快速瞬变变化时，输出电压将开始变化。在这一点上，多向量误差放大器组块200将自动变为高带宽、低增益模式操作，以便尽可能快地校正输出电压中的变化。

在此实施例中，只要操作条件保持稳定，则分压器位置39将非常接近参考电压2.5伏。此分压器位置39连接到多向量误差放大器组块200的一个输入端。只要此电压电平保持稳定，则就其操作而言，多向量误差放大器将等效于图4中的低带宽误差放大器100。

在稳态操作期间，回馈信号仅能够通过放大器210。将放大器210的一个负输入端连接到多误差向量放大器组块200的一个输入端，并将该放大器的一个正输入端连接到2.5伏的稳态参考电压。经由电阻器211和旁路电容器212将放大器210的一个输出端连接到电压加法器300。将电压加法器300的一个输出端连接到多向量误差放大器组块200的一个输出端。

在此实施例中，为了使误差放大器210缓慢变化，可方便地将电阻器211和旁路电容器212做得足够大，从而这些组件的组合将具有与AC频率，如60Hz，相比低得多带宽。以此方式对多向量误差放大器组块200组态，实际上就是零AC脉动被允许通过多向量误差放大器。在稳态操作期间，电压加法器300的输出将仅包含来自回馈的低带宽分量。电压加法器300的输出成为电压误差信号60，其将充分地不含有非DC分量以使电源产生低干扰输出信号。

但是，如前述，电源常常经受突发负载变化和突然输入瞬变。在这些过程期间，图4的低带宽误差放大器组块100将不能保持恒定的电压输出，且因此稳压电源将处于进入非稳压状态的危险中。本发明添加了额外的为有效处理瞬变条件而设计的组件，加速了功率因数校正部的操作，同时提高了稳定性。

多向量误差放大器组块200的输入端还被连接到放大器220的负输入端，用于检测输出电压的突然增加。将2.6伏的高参考电压连接到放大器220的一个正输入端。放大器220的一个输出端连接到二极管221的负极。二极管221的正极连接到电压加法器300的第二输入端。当于驱动器位置39处采样的电压超出高参考电压时，放大器220将允许高带宽信号以负电流形式通过二极管221到达电压加法器300。可藉由选择适当的放大器组件220来控制此信号的增益。

多向量误差放大器组块200的输入端还被连接到放大器230的一个负输入端，用于检测输出电压的突发降低。将2.4伏的低参考电压连接到放大器230的正输入端。将放大器230的一个输出端连接到二极管231的正极。将二极管231的负极连接到电压加法器300的第三输入端。当驱动器位置39处的电压降低到低于低参考电压时，其将会指示输出电压开始降低。当在驱动器位置39处采样的电压超出低参考电压时，放大器230将允许高带宽信号通过二极管231到达电压加法器300。可藉由适当地选择放大器230来控制此信号的增益。

这些组件被配置为使得当检测到输出/输入条件中的突发变化时回馈信号可经由高带宽、低增益路径而非低带宽放大器210部件传送。当电源处于稳态操作中时，这些添加的组件不会影响电路的其余部分，并且以减小信号失真的方式操作，类似于图4所示现有技术方式。

应了解，上述内容构成了根据本发明的多向量误差放大器组块200一种可能的实施方法的详细说明。对于实施根据本发明的另一种多向量误差放大器组块200的说明，请参看图6。此图展示了多向量误差放大器组块200的另一个执行实例。具体而言，其包含从图5中省略的一些辅助组件，且其图标了如何构成电压加法器300。

将在分压器位置39处采样的电压连接到多向量误差放大器组块200的一个输入端。将放大器210的一个负输入端连接到此输出端。将放大器210的一个正输入端连接到2.5伏的稳态参考电压。为了在稳态操作期间保持多向量误差放大器组块200的带宽较低，将放大器210的一个输出端连接到由串联电阻器211和旁路电容器212构成的低通滤波器。将低通滤波器的输出连接到二极管213的一个负极。将二极管213的正极连接到电压加法器300的第一输入端。

这些组件用于在稳态操作期间以类似于上述实施例的方式调节电源的操作。多向量误差放大器组块200进一步包括一个放大器220和一个放大器230，以实现快速且稳定响应于突发变化，输入/输出变化。为了避免负载由电阻器38和40形成的高阻抗分压器网络，未将分压器位置39直接连接到放大器220和230。而是将分压器位置39首先连接到缓冲放大器201的正输入端。缓冲放大器201的输出端连接回缓冲放大器201的负输入端。

放大器220为高参考电压放大器。包括有放大器220是为了使得多向量误差放大器组块200在输出电压开始增加时可快速反应。经由电阻器222将缓冲放大器201的输出连接到放大器220的负输入端。在此实施例中，放大器220的正输入端连接到2.6伏的高参考电压。经由电阻器223将高参考电压放大器220的一个输出端连接到放大器220的负输入端。高参考电压放大器220的输出端连接到二极管221的负极。二极管221的正极连接到电压加法器300的第二输入端。

当分压器位置39处的电压超出2.6V时，此指示电源的输出电压突然增加。放大器220将允许高带宽信号以负电流的形态通过二极管221到达电压加法器300。此电流将导致电压加法器300的输出电压快速降低，快速减小转换频率和电源的输出电压。调节电阻器222和电阻器223的比率能够减小此高带宽信号的增益。

放大器230是一个低参考电压放大器。包括有放大器230使得多向量误差放大器组块200在输出电压开始突然降低时能够适当地反应。缓冲放大器201的输出端经由电阻器232连接到放大器230的负输入端。在此实施例中，将放大器230的正输入端连接到2.4伏的低参考电压信号。藉由电流反射镜将低参考电压放大器230的输出端连接到电压加法器300的第三输入端。

上述电流反射镜由MOSFET 237和MOSFET 238构成。将低参考电压放大器230的输出端连接到MOSFET 236的一个栅极。将放大器230的负输入端连接到MOSFET 236的一个源极。将MOSFET 236的一个漏极连接到MOSFET237的一个漏极、MOSFET 237的一个栅极以及MOSFET 238的一个栅极。将MOSFET 237的一个源极与MOSFET 238的一个源极接到一起，并连接到电流源235。将MOSFET 238的一个漏极连接到电压加法器300的第三输入端。电流反射镜的操作在现有技术中是已知的，因此无需详细描述。

当分压器位置39处的电压低于2.4V时，此指示电源的输出电压突然降低。放大器230将允许高带宽信号通过电流反射镜到达电压加法器300。此电流将导致电压加法器300的输出电压快速增加，从而快速增加电源的转换频率并且快速增加电源的输出电压。增加电阻器232能够减小此高带宽信号的增益。

电压加法器300包括三个输入端、一个电流源301、一个电流接合点310以及一个旁路电阻器320。电流源301作为电压加法器300的偏压(bias)。电压加法器300在电流接合点310处将三个输入端的电流合计。电流接合点310连接到多向量误差放大器组块200的输出端。连接到多向量误差放大器组块200的旁路电阻器320将电流接合点310的输出转换成电压信号。电压加法器300的此输出成为电压误差信号60和多向量误差放大器组块200的输出。

熟悉本领域的技术人员将易于了解，在不背离本发明的精神和范畴的情况下，可对本发明的结构进行各种修改和变化。鉴于上文的描述，只要这些修改和变化属于权利要求书或其等价物的范围，则本发明涵盖这些修改和变化。