扩频码的生成方法、CDMA发送装置以及CDMA接收装置

摘要

在ej(2nπ/N运算器(101)，自然对数的底为e，扩频码的长度(也就是扩频码长)为N时，将第a个扩频码的第b个码片C(a，b)根据C(a，b)＝ej(2nπ/N)生成。在上式中，n＝a×b，a＝0～N－1，b＝0～N－1。以此，可以生成任意长度的正交扩频码。

说明书

技术领域

本发明涉及扩频码的生成方法、CDMA发送装置以及CDMA接收装置，尤其涉及正交扩频码的生成方法、利用正交扩频码的CDMA发送装置以及CDMA接收装置。

背景技术

以往CDMA通信系统里，在发送端利用扩频码对发送码元进行扩频，接收端利用相同的扩频码进行解扩来得到接收码元。此时，为了防止信道之间的信号干涉，一般利用在信道之间互为正交关系的扩频码。

关于该正交码元的生成方法，比如在公开号为12-115130的日本专利申请中已经公开。

CDMA通信里，扩频码之间的正交性是否能保证大大地影响通信的质量。所以在扩频码之间的同步或信道的类似性可以保证的情况下，通常使用正交扩频码。事实上，在下行链路等所有的正交扩频码完全达到同步，而且存在多路径的情况下利用同一信道传输所有的正交扩频码也可以被保证。上行链路中也有时设法保证利用同一信道传输所有的正交扩频码。

所以CDMA通信里，是否能够尽量多而且高效率地生成正交扩频码对系统的通信容量(信道数量)有着相当大的影响。

图1表示现有CDMA发送装置的一般结构，图2表示现有CDMA接收装置的一般结构。另外为了简化说明，图1和图2是以1编码复用为例说明的。CDMA发送装置10在映射单元12根据QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：四相移相键控)或16级QAM(Quadrature Amplitute Modulationg：正交振幅调制)等调制方法，将发送数据映射在I-Q平面上的预定位置，得到I成分以及Q成分，将该I成分以及Q成分发送到扩频单元13的码元复制器14。

码元复制器14根据进行复制，将I成分以及Q成分分别复制成与扩频率相应的数目，发送到后续的乘法器15。比如在扩频单元13以4倍扩频的话，将I成分以及Q成分分别复制4个。另外在扩频码生成单元11生成的扩频码输出到乘法器15。比如实行4倍扩频的话，在扩频码生成单元11生成“1，-1，1，-1”或与其正交的“1，1，1，1”等扩频码，输出到乘法器15。

结果，在乘法器15扩频码的各元素和I成分以及Q成分，依次实行乘法运算，比如扩频码为“1，-1，1，-1”时，I成分按照“I，-I，I，-I”的顺序输出，Q成分按照“Q，-Q，Q，-Q”的顺序输出。另外在此，针对I成分以及Q成分与相同的扩频码实行乘法运算的例子进行了说明，也可以采取将I成分以及Q成分分别与不同的扩频码实行乘法运算的方法，或者实行复数乘法运算也可以。

如此在扩频单元13实行扩频处理后的I成分以及Q成分经过滤波器16输出到正交调制单元17。正交调制单元17实行正交调制处理，其调制处理方法为根据I成分以及Q成分分别调制相位彼此正交的波形，正交调制处理后的发送波通过天线18发送。

图2表示的CDMA接收装置20，通过天线22接收CDMA发送装置10发送来的发送波，输出到正交解调单元23。正交解调单元23采取像正交调制单元17(图1)一样的方法，乘上相位彼此正交的正弦波(sin波)或者余弦波(cos波)，检测出正交调制前的I成分以及Q成分。检测出的I成分以及Q成分经过滤波器24输出到解扩单元25的乘法器26。

另外在扩频码生成单元21生成的扩频码被输入到乘法器26。此时生成的扩频码和在CDMA发送装置10的扩频码生成单元11所生成的扩频码是同一编码。因此，实行乘法运算后的I成分以及Q成分，比如实行4倍扩频的话，将成为“I，I，I，I”，“Q，Q，Q，Q”。

码元间加插单元27分别加插I成分以及Q成分，其中I成分以及Q成分的数目是在CDMA发送装置10的码元复制器14所复制的数目。实行4倍扩频时，加插4个I成分的同时加插4个Q成分。将如此得到的1个数据长的I成分以及Q成分输出到解映单元28。

解映单元28通过进行与CDMA发送装置10的映射单元12相反的处理方法来得到I成分以及Q成分的映射位置相应的接收数据。就这样，可以得到与CDMA发送装置10所发送的发送数据相对应的接收数据。

但是因为现有的CDMA通信使用的扩频码是[1，-1]的序列(也就是1或者-1的任意数值)，所以生成使用效率高的正交码元时，码长度只能为2的幂。这将成为决定帧长或基本时钟等系统参数的很大的制约条件。比如，和其它系统统一基本时钟时，设计将非常困难。事实上，3GPP(3rd Generation Partnership Project：三代合作伙伴计划)标准化的W-CDMA因为有此制约条件，码片速率为3.84Mcps。另外3GPP2标准化的cdma2000因为同样原因，码片速率为1.228Mcps。

发明内容

本发明旨在提供一种可以生成任意长度的扩频码的扩频码生成方法和CDMA发送以及接收装置。

该目的是，设自然对数的底为e，扩频码的长度(也就是扩频码长)为N时，将第a个扩频码的第b个码片C(a，b)根据下式生成而达到的。

C(a，b)＝e^j(2nπ/N)......(1)

(1)式中，n＝a×b，a，b分别可取a＝0～N-1，b＝0～N-1。

因此拥有正交性的任意的扩频码长N(N为任意的自然数)的扩频码可以生成。

附图说明

图1是表示现有CDMA发送装置结构的方框图；

图2是表示现有CDMA接收装置结构的方框图；

图3是表示实施方式1的扩频码生成单元结构的方框图；

图4是表示利用实施方式1的扩频码生成单元的扩频码生成步骤的流程图；

图5是表示实施方式1的CDMA发送装置结构的方框图；

图6是表示实施方式1的CDMA接收装置结构的方框图；

图7A是用来说明本发明的扩频码的正交性的图；

图7B是用来说明本发明的扩频码的正交性的图；

图7C是用来说明本发明的扩频码的正交性的图；

图8A是用来说明本发明的扩频码的正交性的图；

图8B是用来说明本发明的扩频码的正交性的图；

图9是表示实施方式2的扩频码生成单元结构的方框图；

图10是表示实施方式2的CDMA发送装置结构的方框图；

图11是表示实施方式2的CDMA接收装置结构的方框图；

图12是表示实施方式3的CDMA发送装置结构的方框图；

图13是表示实施方式3的CDMA接收装置结构的方框图；

图14是用来说明实施方式4的码树；

图15是表示实施方式5的CDMA发送装置结构的方框图；

图16是表示实施方式5的CDMA接收装置结构的方框图；

图17是表示实施方式6的CDMA发送装置结构的方框图；以及

图18是表示实施方式6的CDMA接收装置结构的方框图。

具体实施方式

以下关于本发明的实施方式，参照附图详细说明。

(实施方式1)

图3表示用来实现本发明的扩频码生成方法的扩频码生成单元的构成例。扩频码生成单元100具有e^j(2nπ/N)运算器101。由码长设定单元102设定的任意自然数N，输出到e^j(2nπ/N)运算器101。另外码号a由码号设定单元103设定，同时码片号b由码片号设定单元104设定。另外码号a和码片号b由n＝a×b运算器105相乘，乘出来的数值输出到e^j(2nπ/N)运算器101。由此，在e^j(2nπ/N)运算器101，由任意长度的N构成的第a(a＝0～N-1)个扩频码的第b(b＝0～N-1)个码片C(a，b)依次生成。

图4表示扩频码生成单元100的扩频码生成步骤。扩频码生成单元100在步骤ST0开始处理，在步骤ST1由码长设定单元102设定码长N。接下来，在步骤ST2设定码号设定单元103的码号a为0，在步骤ST3设定码片号设定单元104的码片号b为0。

接下来，在步骤ST4由n＝a×b运算器105求出n，转向步骤ST5。在步骤ST5，由e^j(2nπ/N)运算器101运算出第a个扩频码的第b个码片C(a，b)的数值，在步骤ST6输出该码片分量的数值C(a，b)。

其次，扩频码生成单元100转向步骤ST7，判断码片号b是否为N-1，不是N-1(实际上比N-1小)时，转向步骤ST8，在增加码片号b之后，回到步骤ST4。像这样，扩频码生成单元100反复实行步骤ST4-ST5-ST6-ST7-ST8-ST4的循环，在码号a固定的基础上，对于码号a的扩频码，依次生成码片号b从0开始到N-1的码片。由此，对于码号a码长N的扩频码被生成。

对于码号a码长N的扩频码被生成以后，在步骤ST7得到肯定结果，经过步骤ST9转向步骤ST10，增加码号a。其次扩频码生成单元100，转向步骤ST3，在此将码片号b归零。接下来像所述一样，反复实行步骤ST4-ST5-ST6-ST7-ST8-ST4的循环，在码号a+1固定的基础上，对于码号a+1的扩频码，依次生成码片号b从0开始到N-1的码片。由此，对于码号a+1码长N的扩频码被生成。

以下实行同样的处理，直到码号a到N-1，在步骤ST9得到肯定的结果为止。实际上，图4表示的处理，比如使图3的码片号设定单元104由自走式计数器构成，该自走式计时器将码片号b从0开始到N-1反复增加计数值，同时，码号设定单元103由计时器构成即可实现，该计数器具有以下的特点：每当从码片号设定单元104输出作为码片号b的值为0时，就将计数值(也就是码号a)从0到N-1依次增加1。

由此，利用扩频码生成单元100可以生成码长N的N种(对应于码号a的个数)的扩频码。另外在图4描述了将码号a从0到N-1依次增加，生成N种扩频码的情况，至于可以生成少于N种的所期望数目的扩频码，不言而喻。该情况，只需在步骤ST9将a的判断值减少到比N-1小即可。

图5表示利用本发明扩频码的CDMA发送装置的一例。另外图6表示利用本发明扩频码的CDMA接收装置的一例。另外在图5以及图6，为了简化说明，举1编码复用的例子来说明。

CDMA发送装置200在映射单元202，根据QPSK(QuadraturePhase Shift Keying：四相移相键控)或16级QAM(QuadratureAmplitute Modulationg：正交振幅调制)等调制方法，将发送数据映射在I-Q平面上的预定位置，得到I成分以及Q成分，将该I成分以及Q成分发送到扩频单元203的码元复制器204。

码元复制器204将I成分以及Q成分分别复制成与扩频率相应的数目，发送到后续的乘法器205。比如在扩频单元203以3倍扩频的话，将I成分以及Q成分分别复制3个。另外扩频码生成单元201生成的扩频码输出到乘法器203。

扩频码生成单元201根据所述(1)式生成扩频码。具体的构成例如图3以及图4所示说明的一样。在扩频码生成单元201，比如实行3倍扩频时，生成“1，1，1”和与此正交的“1，e^j(2π/3)，e^j(4π/3)”、“1，e^j(4π/3)，e^j(8π/3)”等扩频码，输出到乘法器205。

事实上，扩频码e^j(2nπ/N)是复数，在图5将扩频码生成单元201输出的扩频码e^j(2nπ/N)的实部表示为Re{e^j(2nπ/N)}、虚部表示为Im{e^j(2nπ/N)}。在乘法器205，将复制的I成分以及Q成分看成复数I+jQ，对其将预定码号a的扩频码e^j(2nπ/N)的各码片C(a，b)的实部Re{e^j(2nπ/N)}和虚部Im{e^j(2nπ/N)}依次实行复数乘法运算。由此乘法运算的结果为下式所示。

I＝I×Re{e^j(2nπ/N)}-Q×Im{e^j(2nπ/N)}

Q＝Q×Re{e^j(2nπ/N)}+I×Im{e^j(2nπ/N)}......(2)

由此，在扩频单元205实行使用扩频码e^j(2nπ/N)的扩频处理，扩频处理后的I成分以及Q成分经过滤波器206输出到正交调制单元207。正交调制单元207实行正交调制处理，其调制处理方法为根据I成分以及Q成分分别调制相位彼此正交的波形，正交调制处理后的发送波通过天线208发送。

图6表示CDMA接收装置300的构成，CDMA接收装置300接收CDMA发送装置200发送的信号。CDMA接收装置300通过天线302接收CDMA发送装置200发送来的发送波后，输出到正交解调单元303。正交解调单元303采取像正交调制单元207(图5)一样的方法，对于接收波形，乘上与对方的相位正交的正旋波或者余旋波，检测出正交调制前的I成分以及Q成分。检测出的I成分以及Q成分经过滤波器304输出到解扩单元305的乘法器306。

另外在扩频码生成单元301生成的扩频码被发送到乘法器306。扩频码生成单元301和发送端的扩频码生成单元201(图5)具备相同的构成，生成所述(1)式所示的扩频码。但是，由扩频码生成单元301的输出的实部Re{e^j(2nπ/N)}直接输入到乘法器306，虚部的Im{e^j(2nπ/N)}则经过符号反转电路输入到乘法器306。

结果，扩频码e^j(2n/N)有复数共轭关系的e^-j(2nπ/N)输入到乘法器306中。也就是说，设自然对数的底为e，扩频码的长度(也就是扩频码长)为N时，输入第a个扩频码的第b个码片C^*(a，b)的根据下式表示的扩频码。

C^*(a，b)＝e^-j(2nπ/N)......(3)

(3)式中，n＝a×b，a，b分别可取a＝0～N-1，b＝0～N-1。另外C^*(a，b)表示为C(a，b)的复数共轭。

乘法器306，将复制的I成分以及Q成分看成复数I+jQ，对其将预定码号a的扩频码e^-j(2nπ/N)的各码片C^*(a，b)的实部Re{e^-j(2nπ/N)}和虚部Im{e^-j(2nπ/N)}依次实行复数乘法运算。复数乘法运算处理后的I成分以及Q成分，输出到码元间加插单元307。码元间加插单元307分别加插1码元分量的I成分以及Q成分。

这样，在解扩单元305实行利用扩频码e^j(2nπ/N)的解扩处理，只加插1码元分量的I成分以及Q成分输出到解映单元308。解映单元308输出根据I成分以及Q成分的映射位置的接收数据。就这样，可以得到对应于发送数据的接收数据。

利用本发明的扩频码生成方法生成的扩频码e^j(2nπ/N)，可以确保码间的正交性，在发送端扩频处理过的码元可以在接收端良好地分离。下面，说明该理由。

首先，将第i个码元设为S，S是根据码号a的扩频码e^j(2nπ/N)(n＝a×b，a固定不变，b＝0～N-1)扩频的。将该码元复制成N倍数据设为P(a，i，b)，S(a，i)和P(a，i，b)的关系可以由下式表示。

S(a，i)＝P(a，i，b)......(4)

b＝0～N-1

将第i个码元的接收信号设为R(a，i，b)，该接收信号R是根据扩频码C(a，b)＝e^j(2nπ/N)(n＝a×b，a固定不变，b＝0～N-1)扩频的。R(a，i，b)可以由下式表示。

R(a，i，b)＝P(a，i，b)·C(a，b)......(5)

a固定不变，b＝0～N-1

根据扩频码C^*(a，b)＝e^-j(2nπ/N)(n＝a×b，a固定不变，b＝0～N-1)解扩处理该接收信号R(a，i，b)得到的解扩结果Q(a，i)可以由下式表示。

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结果，考察式(6)即可自明，利用第a个扩频码扩频得到的信号，在接收端利用由第a个扩频码的复数共轭构成的扩频码就可以正确地提取。

相对于此，利用第a个扩频码扩频的信号，使用与第a个扩频码不同的扩频码(比如第a+1个扩频码)解扩也不能得到。以下就此说明。以N＝3的情况为例。此时，从扩频码生成单元201生成以下3个扩频码。

扩频码0(a＝0)：[1，1，1]

扩频码1(a＝1)：[1，e^j(2π/3)，e^j(4π/3)]

扩频码2(a＝2)：[1，e^j(4π/3)，e^j(8π/3)]

作为一个例子，考虑利用扩频码1扩频的信号利用扩频码2的复数共轭解扩的情况，解扩结果Q(2，i)可以由下式表示。

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考察式(7)即可自明，利用和不同于扩频时的扩频码实行解扩处理，解扩结果为0。也就是说，由扩频码生成单元201生成的扩频码互相具有正交关系。该关系不管在N为任何自然数时，或不管是什么样的扩频码的搭配组合都成立。也就是说，扩频码生成单元201对于任意自然数N都可以生成N个正交扩频码。

接下来，利用图7和图8，进一步详细地说明由本发明得到的扩频码的正交性。图7A、图7B、图7C是在2维空间分别表示3倍扩频的各个扩频码0～2(a＝0～2)的图。

另外图8A表示利用扩频码2的复数共轭来解扩利用扩频码2(a＝2)扩频的信号的结果。图8B表示利用扩频码2的复数共轭来解扩利用扩频码1(a＝1)扩频的信号的结果。

如图8A所示，利用扩频码2的复数共轭来解扩利用扩频码2扩频的信号的话，3个码片同相相加，也就是说8A中的C(2，0)，C(2，1)，C(2，2)的向量的方向完全相同，所以可以正确地提出利用扩频码2扩频的信号。

与此相比，如图8B所示，利用扩频码2的复数共轭来解扩利用扩频码1扩频的信号，将C^*(2，0)，C^*(2，1)，C^*(2，2)相乘得到的3个码片各自相差120度指向不同的方向，解扩的结果为0。由此可见，利用不同的扩频码实行解扩处理，解扩结果为0(也就是说处于正交状态)。其它的扩频码的搭配组合也是一样，不管N是什么样的数字，都会得到同样的结果。

如此根据本发明的实施方式，生成如式(1)所示的扩频码，就可以生成互相具有正交性的任意长度的扩频码。以此可以简化比如CDMA系统的设计。

顺便说明，本发明的扩频码的生成方法和在OFDM中生成各个正交波形的情况类似。OFDM是生成互相正交的副载波。根据本发明的方法生成的扩频码相当于OFDM的从0Hz到(N-1)Hz。但是实际情况中使用的方法、效果和OFDM大相径庭，通过作为扩频码的利用，可以实现在OFDM中不可能实现的处理或者可以得到在OFDM中不能得到的特别的效果。以下，说明和OFDM的不同之处。

OFDM在生成N个副载波时，将和式(1)所示的C(a，b)相同的信号序列作为时间波形来利用。但是OFDM通过那样的方法生成的是放射到空中的时间波形本身。也就是说，在OFDM中生成的信号是连续的时间波形，如果该连续性被中断的话，就会对发送频谱产生很大的影响，频带外的频谱会扩展得极大。所以OFDM对于FFT范围内的时间波形，只能完成像滤波那样限制全体频带的极其有限的加工。如果加工幅度大的话，会导致性能的大幅度劣化或发送频谱的大幅度劣化。

相对来讲，因为本发明将上根据式(1)生成的扩频码利用于CDMA作为基础，所以可以相对独立地处理扩频后的各个码片。换言之，各个码片可以自由地处理(加工)。比如对于各个码片，既可以像CDMA通常实行的那样，利用路径奈奎斯特滤波器对每个码片进行频带控制，在码片的间隔不等时也可以、码片间插入其它信号(导频信号或控制信号等)的码片、改变码片的顺序、加插扰码等处理也可以实行。

特别是如果利用在后述的实施方式2中说明的改变码片的顺序的方法或者在实施方式3中说明的加插扰码等方法的话，相对于只能在孤立的小区使用的OFDM，对于和其它小区发生干涉的蜂窝也可以使用，像这样崭新的效果也应运而生。也就是说，OFDM为了生成正交副载波而使用式(1)，所以时间连续的时间波形被生成，只能对该波形进行十分有限的处理；相对于此，因为本发明根据式(1)生成扩频码，所以可以对扩频后的码片实行各种各样的处理。另外该各种各样的处理码长不限制在2的幂，可以使实行每个处理的装置的构成多样化。

综上所述，本发明虽然具有使用和OFDM相似波形码元的特征，但是利用的对象大相径庭，其效果产生了显著的差别。顺便提一下，相对于不能根据路径而分离信号的OFDM来讲，CDMA对于每个码片都可以利用路径奈奎斯特滤波器等实行频带限制，由于和通常的CDMA一样可以实行路径分离，所以通过RAKE接收可以得到路径分集的效果。

(实施方式2)

本实施方式的特征是，可以改变根据式(1)生成的扩频码的各个码元内码片的顺序。

改变码片的顺序时，既可以在根据式(1)生成码长N的扩频码后实行码片交织，也可以根据下式所示的运算，从开始起就生成改变码片顺序的扩频码。

C(a，b)＝e^j(2f(n)π/N)......(8)

在式(8)中，f(n)是对输入n一一对应地任意改变顺序的函数。比如N＝3的条件下，实行f(0)＝1，f(1)＝0，f(2)＝2运算的函数。

图9表示扩频码生成单元构成的一例，该装置可以实现式(8)。在图9中，和图3对应的部分使用同一标记表示，扩散码生成装置400设置了e^j(2f(n)π/N)运算器401，用来代替e^j(2nπ/N)运算器101(图3)(但是e^j(2nπ/N)运算器101和e^j(2f(n)π/N)运算器401的结构相同，只是输入的数值分别为n和f(n)而已)，另外设置了f(n)变换器402，用来将在n＝a×b运算器105算出的数值n变换成另外的数值f(n)，除此以外和图3的扩频码生成单元100具备相同的结构。

图10表示本实施方式的CDMA发送装置的一例，在图10中，和图5对应的部分使用同一标记表示。图11表示本实施方式的CDMA接收装置的一例，在图11中，和图6对应的部分使用同一标记表示。实施方式1的CDMA发送装置200和本实施方式的CDMA发送装置500的不同之处在于，通过扩频码生成单元501生成改变码片顺序的扩频码，并利用该扩频码进行扩频处理。与此相同，实施方式1的CDMA接收装置300和本实施方式的CDMA接收装置600的不同之处在于，通过扩频码生成单元601生成改变码片顺序的扩频码，并利用该扩频码进行解扩处理。在此扩频码生成单元501、601，比如可以按照图9所示那样构成。

由此，在发送端可以改变扩频码的码片顺序而对发送信号实行扩频处理，而且该扩频码具有任意的码长、互相正交的性质。同时在接收端可以从码分复用信号中正确地提取期望得到的信号。

像这样，在本实施方式里，与实施方式1的构成相比，增加了可以适当地改变扩频码的码片的构成，比如可以得到以下的效果。

使码间相关得到平均化的效果：扩频率比较大时，开始的码片和最后的码片的信道有可能变动，此时特定的码间的正交性发生较大的失真而导致码间相关变大。即使在这样的情况下，通过改变码片的顺序，可以不依存扩频码，在全体的扩频码之间使相关平均化，取得大致相同的相关。以此提高纠错码的效果，同时利用相关(解扩)容易地消除干涉。

减低和其它小区发生干涉的效果：使改变码片顺序的方法和其它小区不同(给每个小区分配不同的改变顺序的模式)，可以使与其它小区的相关得到平均化，可以得到和加插扰码相同的效果。

可以使多路径的影响随机化的效果：存在多路径容易在码片之间发生干涉，将码片的顺序随机设定，可以使干涉的发生方式也随机化，这样做的结果可以提高纠错码的效果，同时利用相关(解扩)容易地消除干涉。

(实施方式3)

图12表示本实施方式的CDMA发送装置的结构，在图12中，和图10对应的部分使用同一标记表示。CDMA发送装置700具备扰码生成单元701，在乘法器702中，将由扰码生成单元701生成的扰码信号和扩频后的信号相乘。

另外图13表示本实施方式的CDMA接收装置的构成，该接收装置接收CDMA发送装置700发送来的信号并加以解调，在图13中，和图11对应的部分使用同一标记表示。CDMA接收装置800具备扰码生成单元801，在乘法器802中，将由扰码生成单元801生成的扰码和解扩前的信号相乘。理所应当的是，扰码单元801应该生成和扰码生成单元701同样的扰码信号。

在以上的结构里，本实施方式的CDMA发送装置700，除了利用通过扩频码生成单元501生成的扩频码实行扩频处理以外，还实行扰码处理。这里实行的扰码处理是为了在CDMA通信中可以和其它小区区别开来的一般处理。但是，因为本实施方式实行了配合于所述本发明的扩频码的扰码处理，除了可以将其它小区区别开来的效果以外，还具有一般的CDMA通信不能得到的特别效果。

一个是可以减低码片之间的相关。在通常的CDMA里，码片之间的相位是0、π或者±π/4，由于在每个扩频码里码片之间的相位不同，延迟波的影响在一定程度上在每个码片间不同而被平均化。相对于此，利用本发明的扩频码，如果假设不改变码片的顺序，因为不管哪个扩频码、码片之间的相位差都相等，延迟波的影响的出现方式在码片之间发生相关。如果将该因素考虑进去的话，最好通过实行像本发明的实施方式这样的扰码处理，来使扩频码之间的相位差随机化。这样一来，在接收端可以提高纠错能力。

另外像本实施方式这样，使用本发明的扩频码，加之实行扰码处理，作为扰码“1，-1”以外的扰码也可以使用。也就是说，在生成扰码时，利用与所述的生成扩频码相同方法，可以生成在任意长度以及周期的、甚至更改其顺序的扰码。由此可以简单地设定扰码自身的长度，生成起来也简单。

这样一来，利用本实施方式，通过使用实施方式1和实施方式2说明的扩频码，加之实行扰码处理，不仅可以得到实施方式1和实施方式2的效果，还可以显著地提高接收端的纠错特性。另外还可以增加可以使用的扰码数目。

另外在本实施方式阐述了将扩频后的信号与扰码相乘的情况，本发明不限于此情况，将扩频前的信号或扩频码本身与扰码相乘的情况，也可以得到和实施方式同样的效果。

(实施方式4)

本实施方式的特征在于，利用阶层式的码树生成本发明的扩频码。由此可以既保持正交性又可以生成更多的扩频码。码树作为生成扩频率不同而且互相正交的扩频码的方法，直到现在都在使用，比如OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor：正交可变扩频因子)码就是利用码树生成的扩频码的一例。

图14表示本实施方式的码树。该码树是使扩频率不同的扩频码互相正交的，比如可以使3倍扩频和9倍扩频的码元正交。另外像3倍扩频和15倍扩频那样，如果是最短扩频率的码(基本码)的整数倍长的码，就可以使任意长的码正交。对于码树，只要是上位的码的倍数，15倍和9倍的码也可以使它们正交。而且不管到多少阶层都可以。

图14所示的例子里，设基本码元为3倍扩频。X([A，B])表示扩频率A的第B个码。而且由X([A，B])生成的码表示为X([A，B][C，D])，该X([A，B][C，D])表示对X([A，B])进一步进行C倍扩频时的第D个码。另外X([A，B])|X([A，B])是将2个X([A，B])接连并列起来，生成X([A，B])2倍长的码。同样X([A，B])|X([A，B])Y|X([A，B])Z是将X([A，B])、X([A，B])与Y相乘的码、X([A，B])与Z相乘的码，依次排列而生成的X([A，B])3倍长的码。

现有的CDMA里使用的OVSF码是这其中特殊的情况，总是以2倍增长扩频率。但是本发明的扩频率可以生成除了2次幂以外的正交码，如图14所示，可以生成以任意倍数的码。

顺便说明一下，利用码树，即使扩频率不同的码(图14的例子所示，比如18倍扩频的X([3，1][2，1][3，1])和9倍扩频的X([3，1][3，2]))都可以生成正交的码。但是和OVSF码相同，已经使用的码的上位码(比如使用X([3，1][2，1][3，1])时的X([3，1][2，1])或X([3，1])不可以使用。

下面说明利用码树生成本发明的扩频码的优点。利用码树生成本发明的扩频码的效果，在可以使不同扩频率的码正交复用的这一点上和OVSF码等一样。

但是利用码树生成本发明的扩频码，只要基本扩频率(图14的例子为3)相同，即使是像18倍扩频和15倍扩频那样非常接近质数关系的扩频率也可以生成互相正交的扩频码。由此，重发等情况时，只剩下一点的不完整的资源也可以有效地使用，可以使资源分配的细微调整变得容易。

比如，以往考虑通信质量时，16倍扩频实行16级QAM(Quadrature Amplitute Modulationg：正交振幅调制)则通信质量有些不够，但是实行QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：四相移相键控)则通信质量过高时，只能32倍扩频实行16级QAM或16倍扩频实行QPSK。这样不能有效地使用通信资源。

相对于此，利用码树生成本发明的扩频码，18倍扩频实行16级QAM就可以(如果还不够的话，也可以利用21倍扩频等)，或者15倍扩频实行QPSK(如果还有余地的话，也可以利用12倍或9倍扩频等)也可以。

这样一来，根据本实施方式，利用阶层式的码树生成本发明的扩频码，加之实施方式1的效果，保持正交性的同时可以生成多种扩频率的扩频码，可以有效地利用通信资源。

(实施方式5)

在本实施方式里，提案利用反向傅立叶变换器(IDFT)一并处理在发送端实行本发明扩频码的生成处理以及扩频处理。而且提案在接收端利用傅立叶变换器(DFT)一并处理扩频码的生成处理以及解扩处理。由此可以消减运算量。

图15表示本实施方式的CDMA发送装置的结构，在图15中，和图5对应的部分使用同一标记表示。CDMA发送装置900具备分别对应发送数据#1～#3的映射单元(映射#1～#3)，通过202A～202C输入到3点的反向傅立叶变换器(IDFT)901。

3点IDFT901，对于3个输入实行反向傅立叶变换，生成相当于式(1)中N＝3的情况的3个扩频码，使用这3个扩频码可以实行扩频处理，该处理与扩频各个发送数据#1～#3的处理相同。在此由于N点的反向傅立叶变换处理为现有技术，不与详述，图5的扩频码生成单元201和解扩单元203的处理可以利用反向傅立叶变换一并处理。由此，利用简单的结构和较少的运算量，就可以得到扩频信号，该扩频信号和通过式(1)的扩频码将发送数据#1～#3实行码分复用后的扩频信号相同。

图16表示本实施方式的CDMA接收装置1000的构成，该接收装置接收CDMA发送装置900发送来的码分复用信号并加以解调，在图16中，和图6对应的部分使用同一标记表示。CDMA接收装置1000将从滤波器304输出的码分多路信号的IQ成分输出到3点离散傅立叶变换器(DFT)1001。

3点DFT1001，对输入信号实行3点傅立叶变换，生成相当于式(3)中N＝3的情况的3个扩频码，使用该3个扩频码可以实行将码分复用信号解扩相同的处理。在此N点的傅立叶变换处理和N点的反向傅立叶变换处理一样为现有技术，不与详述，图6的扩频码生成单元301和解扩单元305的处理可以利用傅立叶变换一并处理。由此，利用较少的运算量和简单的构成，就可以通过式(3)的扩频码将码分复用信号分离成接收数据#1～#3，该接收数据与复用前的发送数据#1～#3相对应。

在此单纯地生成本发明的扩频码，并利用该扩频码实行扩频处理或解扩处理的话，需要实行码数(N)的2次方次的运算量，像本实施方式这样利用IDFT或DFT的话，只需要实行log(N)次的运算量就够。

这样一来，根据本实施方式，利用反向傅立叶变换器901实行利用本发明扩频码的扩频处理，就可以实现运算量更少的CDMA发送装置900，同时利用傅立叶变换器1001实行利用本发明扩频码的解扩处理，就可以实现运算量更少的CDMA接收装置1000。

另外，像实施方式2说明的那样，在发送端改变码片顺序的情况下，只要先在接收端将码片的顺序还原，然后再实行DFT处理即可(或者使连接输入DFT1001的接线与码片的改变顺序相对应)。

另外，像实施方式3说明的那样，在发送端实行扰码处理时，只要在接收端进行解扰码处理，然后再实行DFT处理即可。

并且，在本实施方式里，作为一例表示了将3个用户的发送数据#1～#3实行码分复用后发送的构成，不限于将3个用户的发送数据#1～#3实行码分复用的情况，只要使用N点IDFT就可以将N个发送数据实行码分复用。

(实施方式6)

在本实施方式里，作为像所述实施方式4那样利用不同扩频率的扩频码实行发送接收时的运算量的减轻方法，提案一种将反向离散傅立叶变换器适当地从属连接的CDMA发送装置，同时提案一种将离散傅立叶变换器适当地从属连接的CDMA接收装置。也就是说，利用不同扩频率的扩频码的情况时，阶层式地使用IDFT(发送端)或DFT(接收端)。

图17表示本实施方式的CDMA发送装置1100的结构，在图17中，和图15对应的部分使用同一标记表示。图17表示使用5个15倍扩频的扩频码、3个9倍扩频的扩频码和1个3倍扩频的扩频码的例子。CDMA发送装置1100通过映射单元202，将发送数据#1～#5输入到5点IDFT1101，在5点IDFT利用5倍扩频码(在式(1)中N＝5的)将5个发送数据#1～#5实行码分复用处理。该码分复用信号输入到3点IDFT1103。

另外CDMA发送装置1100通过映射单元202，将发送数据#6～#8输入到3点IDFT1102，在3点IDFT1102利用3倍扩频码(在式(1)中N＝3的)将3个发送数据#6～#8实行码分复用处理。该码分复用信号输入到3点IDFT1103。

来自5点IDFT1101的码分复用信号、来自3点IDFT1102的码分复用信号以及通过映射单元202的发送数据#9，分别输入3点IDFT1103。3点IDFT1103利用3倍扩频的扩频码将3个输入实行码分复用处理。结果，发送数据#1～#5被15倍扩频、发送数据#6～#8被9倍扩频、发送数据#9被3倍扩频而得到的码分复用信号，可以从3点IDFT得到。

像这样，将多个IDFT1101～1103从属连接，可以进行与利用不同扩频率的扩频码将各个发送数据实行码分复用的处理同等的处理。

图18表示接收解调CDMA发送装置1100发送信号的CDMA接收装置的结构，在图18中，和图16对应的部分使用同一标记表示。CDMA接收装置1200首先将从滤波器304的输出输入到3点DFT1201。3点DFT1201将实行傅立叶变换运算得到的3个输出，分别输出到5点DFT1202、3点DFT1203以及解映单元308(解映单元#9)，该傅立叶变换运算相当于利用3倍扩频码实行的解扩处理。

5点DFT1202通过实行相当于利用5倍扩频码实行的解扩处理的傅立叶变换运算，得到对应于发送数据#1～#5的接收数据#1～#5。另外3点DFT1203通过实行相当于利用3倍扩频码实行的解扩处理的傅立叶变换运算，得到对应于发送数据#6～#8的接收数据#6～#8。

像这样，将多个DFT1201～1203适当地从属连接，可以将实行码分复用前的信号利用不同扩频率的扩频码从实行码分复用的信号复原。

另外图17的CDMA发送装置1100，在所有的阶层使用IDFT，实行相当于本发明的扩频码生成以及扩频处理的运算，并不限于此。也就是说，在图17的CDMA发送装置1100，因为随着阶层升高，IDFT的输入比率也就升高，从运算能力来看，最后的IDFT1103占的比重最大。如果考虑该因素，只在最后段使用IDFT1103，并由普通的匹配滤波器来代替前段的IDFT1101、IDFT1102时，也可以消减很大部分的运算量。

另外图18的CDMA发送装置1200中，在所有的阶层使用DFT，实行相当于本发明的扩频码生成以及解扩处理的运算，并不限于此。也就是说，在图18的CDMA接收装置1200，因为随着阶层降低，DFT的输入比率也就降低(在图18，开始的3点DFT1201以码片速率的速度输入信号，但是第2段的3点DFT1203和5点DFT1202以码片速率的1/3的速度输入信号)，从运算能力来看，开始的DFT1201占的比重最大。如果考虑该因素，只在第1段使用DFT1201，并由普通的匹配滤波器来代替后段的DFT1202、DFT1203时也可以消减很大部分的运算量。另外，在码树上，因为第1段的扩频率(基本码的扩频率)在所有的扩频码共通，在第1段使用DFT一定可能。

这样一来，利用本实施方式，在实施方式4中说明的那样，利用不同扩频率的扩频码时，通过将反向离散傅立叶变换器1101～1103适当地从属连接，实行阶层式的扩频处理，可以实现CDMA发送装置1100，该发送装置1100可以用来消减在利用不同扩频率的扩频码情况下的运算量。同样，在实施方式4中说明的那样，利用不同扩频率的扩频码时，通过将离散傅立叶变换器1201～1203适当地从属连接，实行阶层式的解扩处理，实现CDMA接收装置1200，该接收装置1200可以用来消减在利用不同扩频率的扩频码情况下的运算量。

不限于所述的实施方式，本发明可以做各种各样的变更加以实施。

本发明的扩频码的生成方法的一个形态，设自然对数的底为e，扩频码的长度(也就是扩频码长)为N时，第a个扩频码的第b个码片C(a，b)由下式生成。

C(a，b)＝e^j(2nπ/N)......(1)

(1)式中，n＝a×b，a＝0～N-1，b＝0～N-1。

利用该方法，拥有正交性的任意的扩频码长N(N为任意的自然数)的扩频码可以生成。

本发明的扩频码的生成方法的一个形态，将所述式(1)中的N依次乘上k倍(k为正的整数)，就可以生成扩频码长不同的扩频码。

利用该方法，在保持正交性的同时可以生成更多的扩频码。实际上，利用阶层式的码树生成扩频码长不同的扩频码就可以，但是因为本发明不像现有技术那样限制为2的幂的码而生成正交码，也可以生成其它的正交码，所以可以生成任意的扩频率的扩频码。结果，不仅可以增加更多的扩频码，而且可以使资源分配的细微调整变得容易。

本发明的CDMA发送装置的一个形态，采用以下的结构，即，包括：设自然对数的底为e，扩频码的长度(也就是扩频码长)为N时，将第a个扩频码的第b个码片C(a，b)根据下式生成扩频码的生成方法生成，

C(a，b)＝e^j(2nπ/N)......(1)

(1)式中，n＝a×b，a＝0～N-1，b＝0～N-1；以及

扩频单元，将发送信号利用所述扩频码生成单元所生成的扩频码扩频。

根据该构成，利用扩频码的生成单元，可以生成拥有正交性的任意扩频码长N(N为任意的自然数)的扩频码。结果，使用本发明的CDMA发送装置，因为增加了系统中的帧长或基本时钟等的自由度，所以可以使CDMA系统的设计变得更容易。

本发明的CDMA发送装置的一个形态，采用所述扩频码生成单元对每个扩频码改变利用所述式(1)生成的扩频码的码片顺序的结构。

根据该构成，比如在发生信道高速变动的情况时，可以使扩频码之间的相关得到平均化，从而在可以提高纠错码的效果的同时，利用相关(解扩)容易地消除干涉。

本发明的CDMA发送装置的一个形态，进一步采用将扰码与所述的发送信号、所述的扩频码或者扩频后的信号相乘的扰码处理单元的结构。

根据该构成，小区识别效果，加之可以减低码片之间的相关，可以显著地提高接收端的纠错特性。另外和本发明的扩频码组合起来，还可以增加可以使用的扰码的数目。

本发明的CDMA发送装置的一个形态采用所述的扩频码的生成单元通过将所述的式(1)的N依次乘上k倍(k为正的整数)而生成扩频码长不同的扩频码的构成。

根据该构成，可以保持正交性并生成更多的扩频码，而且同时发送的数据量还可以进一步增加。另外因为可以不限制在2的幂的码而生成正交码，所以可以生成任意的扩频率的码。结果，不仅可以增加更多的扩频码、增加可以同时发送的数据量，同时也可以使资源分配的细微调整变得可能。

本发明的CDMA发送装置的一个形态，将所述的扩频码的生成单元以及所述的扩频单元通过反向离散傅立叶变换器构成。

根据该构成，可以用较少的运算量进行利用所述式(1)所表示的扩频码的扩频处理。

本发明的CDMA发送装置的一个形态，将所述的扩频码的生成单元以及所述的扩频单元通过多个反向离散傅立叶变换器实行从属连接而构成，将发送信号进行阶层式的反向离散傅立叶变换。

根据该构成，阶层式地使用所述式(1)所表示的扩频码，可以消减使用扩频率不同的扩频码来进行扩频处理时的运算量。

本发明的CDMA接收装置的一个形态，采用以下结构，即，包括：扩频码生成单元，设自然对数的底为e，扩频码的长度(也就是扩频码长)为N时，将第a个扩频码的第b个码片C^*(a，b)通过下式生成

C*(a，b)＝e^-j(2nπ/N)......(3)

(3)式中，n＝a×b，a＝0～N-1，b＝0～N-1；

和解扩单元，通过利用所述的扩频码生成单元生成的扩频码来解扩接收信号。

本发明的CDMA接收装置的一个形态，将所述的扩频码的生成单元以及所述的解扩单元利用离散傅立叶变换器来构成。

本发明的CDMA接收装置的一个形态，将所述的扩频码的生成单元以及所述的解扩单元通过多个离散傅立叶变换器实行从属连接而构成，将接收信号进行阶层式的离散傅立叶变换。

根据以上说明的本发明，可以生成任意长度的正交扩频码。结果，因为可以增加CDMA系统中的帧长或基本时钟等的自由度，所以可以使CDMA系统的设计变得更容易。

本说明书基于2003年7月10日申请的、专利申请号为2003-272882的日本专利申请。该申请的所有内容都并入本文作为参考。

工业实用性

本发明适宜于比如携带电话或其基站等。