一种降低双载频全球移动通讯系统直放站互调的方法

摘要

本发明的一种降低双载频全球移动通讯系统直放站互调的方法，该方法包括：耦合其中一个选频器的输出信号，进行反向、幅度调整，使其输出和另外一路信号中的干扰信号同幅反向，然后进行合路降低另一路信号中的干扰信号，降低进入功放的不等双音信号中干扰信号的幅度。本发明方法采用对互调的改善是很有效果的，一般情况下改善量至少超过15dB，这样给功放带来的压力就小多了，可以选用功率较低的功放管，从而带来成本的降低。

说明书

技术领域

本发明涉及一种降低双载频系统互调的方法，尤其是涉及一种双载频GSM直放站互调降低的方法。

背景技术

在GSM双载频直放站设计过程中，国家标准YD/T 952-2003(征求意见稿)中关于互调指标的要求是这样描述的：对选频直放站，一个信号发生器频率调到信道中心频率，另一个信号发生器频率调在高于或低于第一个信号频率400kHz(下文称其为干扰信号)，互调应≤-36dBm或≤-66dBc(YD/T 952-1998更严格，互调应≤-36dBm或≤-76dBc)。

GSM双载频直放站中(以下行为例)信号通过两路选频器后经功率放大单元后合路，每个选频器除输出一个主信号同时，还输出另一个幅度较小干扰信号(这个信号对另外一个通道而言是主信号)，即不等的双音输入功放的输入口。

为了使功放在输出额定功率时，满足互调指标要求，功放在输入不等音的双音信号，输出的互调抑制应大于66dBc(YD/T 952-2003)。

IMD不等音＝IMD等音+(双音信号比值)。

由于工艺水平所限，目前声表滤波器的带外抑制能力(偏离400kHz)不大于35dB，解决该问题的传统方法是通过利用大功率的功放管子来满足相应的要求。

发明内容

本发明的目的在于一种降低双载频全球移动通讯系统直放站互调的方法，在满足互调指标要求的前提下降低对功放线性的要求，降低成本。

本发明的技术方案如下：

一种降低双载频全球移动通讯系统直放站互调的方法，该方法包括：耦合其中一个选频器的输出信号，进行反向、幅度调整，使其输出和另外一路信号中的干扰信号同幅反向，然后进行合路降低另一路信号中的干扰信号，降低进入功放的不等双音信号中干扰信号的幅度。

所述的方法，其中，所述系统中设置有定向耦合器和压控衰减器，实现分路之间信号的同幅反向操作。

本发明所提供的一种降低双载频全球移动通讯系统直放站互调的方法，由于本发明的该技术采用对互调的改善(对于同样的功放而言)是很有效果的，一般情况下改善量至少超过15dB，这样给功放带来的压力就小多了，可以选用功率较低的功放管，从而带来成本的降低。

附图说明

图1是本发明方法的GSM双载频直放站(下行)原理框图；

图2是传统的直放站(下行)原理框图；

图3是采用发明方法前后各点频谱效果对比图。

具体实施方式

以下详细描述本发明的各较佳实施例。

本发明方法是通过耦合其中一个选频器的输出信号，进行反向、幅度调整，使其输出和另外一路信号中的干扰信号同幅反向，然后进行合路降低另一路信号中的干扰信号，降低进入功放的不等双音信号中干扰信号的幅度。

本发明方法的所述直放站输出较大功率而且互调指标满足国家标准，至少要满足YD/T 952-2003的-66dBc，如果为此付出太大的代价，选用功率过大的管子，一个是成本太高，另一个是效率太低。

如果使进入功放之前主信号和干扰信号的不平衡差距拉得更大，即功放产生互调的干扰降低，自然该问题便可解决。但这就要求在选频器上考虑如何使得其输出对干扰信号的抑制更大一些。

由于器件制造的工艺限制，目前所能达到的水平不可能有太大的提高，串联两个声表，这个问题是解决了，但是声表的时延超过2.5μs，两个声表的时延就超过5μs，整机链路的时延就会更大地超过国家标准规定的5μs。

要使得干扰信号变小，不外乎两个办法，一个是抑制，另外一个就是相减抵消，选频器对干扰信号的抑制作用是很有限的。

因此通过耦合其中一个选频器的信号，进行反向，然后进行幅度调整，使其输出和另外一路的干扰信号同幅反向，然后进行合路降低进入功放的不等双音信号中干扰信号的幅度，这样，本发明方法即通过相减抵消使干扰信号变小，下面具体方法步骤来证明这种方法带来的益处。

从图1中可以看出，如果两个相距400kHz的双音信号从直放站施主输入口输入，当然，直放站工作的中心频率分别是这两个信号的频率，图中定向耦合器为20dB的180度的。

假设输入信号位置1处信号为：

A₁cos(ω₁t+θ₁)+A₁cos(ω₂t+θ₂)……………………………………(1)

其中(1)式中ω1和ω2相差400kHz。

从图1、图2不难得出位置2、3的信号分别为：

A₂cos(ω₁t+θ₃)+A₃cos(ω₂t+θ₄)……  ……………………………(2)

A₃cos(ω₁t+θ₅)+A₂cos(ω₂t+θ₆)……………    …………………(3)

上式中，20log(A₂/A₃)＝32dB，θ₁≈θ₃≈θ₅，θ₂≈θ₄≈θ₆，需要说明的是，上式是建立中频声表左右完全对称，而且两条链路完全一致的前提下，但这不影响上述技术效果说明。

图1中的位置4处，调节压控衰减器，使得位置4处和位置2处的ω₂分量幅度完全相同，由于两者相位基本相反，位置4处信号即为：

-A₃²/A₂cos(ω₁t+θ₇)-A₃cos(ω₂t+θ₈)………………………………(4)

因为20log(A₂/A₃)＝32dB， $>>->>A>3>2>>/>>A>2>>\approx >0.00063>>A>2>>.>>>$

θ₁≈θ₃≈θ₅≈θ₇，θ₂≈θ₄≈θ₆≈θ₈，为方便计算，令

θ₇＝θ₃+Δθ₁……………………………………………………(5)

θ₈＝θ₄+Δθ₂……………………………………………………(6)

其中Δθ₁≈0；Δθ₂≈0。

不考虑合路器的插损，位置6的信号即为(2)式与(4)式之和，即

$>>>A>2>>cos>>(>>\omega >1>>t>+>>\theta >3>>)>>+>>A>3>>cos>>(>>\omega >2>>t>+>>\theta >4>>)>>->>A>3>2>>/>>A>2>>cos>>(>>\omega >1>>t>>>+>\theta >>7>>)>>->>A>3>>cos>>(>>\omega >2>>>>t>+>\theta >>8>>)>>>>$

$>>=>>A>2>>cos>>(>>\omega >1>>t>+>>\theta >3>>)>>+>>A>3>>cos>>(>>\omega >2>>t>+>>\theta >4>>)>>->>>$

$>>0.00063>>A>2>>cos>>(>>\omega >1>>t>>>+>\theta >>3>>>>+>\Delta \theta >>1>>)>>->>A>3>>cos>>(>>\omega >2>>t>>>+>\theta >>4>>>>+>\Delta \theta >>2>>)>>>>$

$>>=>0.99937>>A>2>>cos>>(>>\omega >1>>t>>>+>\theta >>3>>+>\Delta >>\theta >1>>)>>cos>>(>>\Delta \theta >1>>)>>+>1.00063>>A>2>>sin>>(>>\omega >1>>t>+>>\theta >3>>+>>\Delta \theta >1>>)>>sin>>(>>\Delta \theta >1>>)>>>>$

$>>+>2>>A>3>>sin>>(>>\omega >2>>t>>>+>\theta >>4>>+>\Delta >>\theta >2>>)>>sin>>(>>\Delta \theta >2>>)>>->->->>(>7>)>>>>$

因为Δθ₁≈0；Δθ₂≈0，sin(Δθ₁)≈0；cos(Δθ₁)≈1；sin(Δθ₂)≈0

(7)式0.99937A₂cos(ω₁t+θ₃+Δθ₁)≈A₂cos(ω₁t+θ₃)……………(8)

同理位置7的信号为：

0.99937A₂cos(ω₂t+θ₄+Aθ₂)≈A₂cos(ω₂t+θ₄)……………………(9)

这样图1位置8的信号就近似为：

A₂cos(ω₁t+θ₃)+A₂cos(ω₂t+θ₄)………………………………(10)

而图2位置8处的信号为：

A₂cos(ω₁t+θ₃)+A₃cos(ω₂t+θ₄)+A₃cos(ω₁t+θ₅)+A₂cos(ω₂t+θ₆)+前两项在PA产生的互调+后两项在PA产生的互调………………………(11)

从式(11)和式(10)中可以看出，式(11)比式(10)多了互调分量，但实际情况下调节压控衰减器不可能使得图1中位置2和位置4处的ω₂的幅度完全相同，以及Δθ₁≈0；Δθ₂≈0，这就是说，图1中位置8部不可能完全没有互调分量，不过，互调分量的改善程度依然很大，示意图如图1，图1中各点的频谱如图3所示，从图3中就可以发现，采取该种方法之后，进入功放的不等双音信号中的干扰信号幅度明显减小，从而在相同的情况下，系统输出的互调信号更小。

采用本发明所述方法，对互调的改善(对于同等程度的功放)是很有效果的，一般情况下改善量至少超过15dB，这样给功放带来的压力就小多了，可以选用功率较低的功放管，从而降低了成本。