可防止充电电流在模式转换时瞬间超量的充电器

摘要

本发明是提供一种可防止充电电流在模式转换时瞬间超量的充电器。该充电器包含有：一充电调节电路、一第一电流侦测单元、一运算放大器以及一参考电压产生器。该充电调节电路是输出一充电电流，且该充电电流的值是根据该充电调节电路的控制端上一调节信号而调整；该第一电流侦测单元是侦测一电流电平，并依据该电流电平以及一参考电压而输出一错误信号；该运算放大器是用来产生该调节信号；以及该参考电压产生器包含有一模拟/数字转换器，用来将该第一电流侦测单元所输出的该错误信号转换为一数字信号，与一数字/模拟转换器，用来将该数字信号转换为一参考电压。通过本发明，充电器便可以防止充电电流瞬间超量，而模式转换也因此更加平顺。

说明书

技术领域

本发明是提供一种充电器，尤指一种可以防止充电电流在模式转换(mode transition)时产生瞬间超量(overshooting)的充电器。

背景技术

一般而言，一个锂(Li-ion)电池的充电系统通常会有一个定电流模式(Constant Current Mode)，在这个模式下，充电系统会提供高电流给待充电的电池，以节省充电的时间。当电池充电到一预设的电压值时，充电系统会切换至定电压模式(Constant Voltage Mode)，而在定电压模式下，充电系统会将电池电压维持在该预设的电压值。众所周知，电池内部通常都有一个内电阻，因此在定电流模式结束时，电池并不会完全充饱电。由于内电阻上造成的压降，所以在定电流充电模式充电结束前，电池电压会比电池内部存续的电压值还高，一旦进入定电压模式后，电池电压就会被维持在该预设的电压值，换句话说，充电系统会持续对电池充电，直到充电电流变为零，而当充电电流变为零，就表示内电阻上不再有压降，也就表示电池内部存续的电压已经充电到预设的电压值。

一旦电池电压达到预设的电压值，就不可以再以定电流模式对电池充电，因为如果继续以定电流模式对电池充电，则很容易会超过电池标准的蓄电量，而导致变压器、电池或者充电系统的损坏。然而，为了要缩短整体的充电时间，充电的初期必须使用定电流模式，也就是说，充电时最好尽可能利用定电流模式充电。基于以上的原因，一个充电系统在模式转换时是否平顺，便大大地影响充电系统的效能。

请参阅图1，其显示一已知充电器100。充电器100是用来对电池150充电，其包含有一充电调节电路110、一比较器120、一定电流模式控制器130以及一定电压模式控制器140，其中比较器120可以是一个磁滞比较器(hysteresis comparator)，用来稳定充电模式。如图1所示，众所周知的，电池150可以等效地视为一个电阻R_int串联一个电容C_int，而且充电调节电路110另耦接至一电源供应器(未显示)。比较器120是用来比较电池150的电压V_bat与参考电压V_{ref_1}以判断电池电压V_bat是否低于一临界值。如果电池电压V_bat低于一参考电压V_{ref_1}，则比较器120就会送出一非启动信号(non-enabling signal)D’以将开关SW1、SW3切换至导通状态，以及将开关SW2、SW4切换至非导通状态，此时，电池150便在定电流模式下进行充电。

在定电流模式下，充电调节电路110提供给电池150一个稳定的充电电流。如图1所示，充电调节电路110利用一个P型金属氧化物半导体场效应晶体管(P-MOSFET)111来调节所需的充电电流。定电流模式控制器130包含有一个用来监测流经电阻R的充电电流的传感器135，而传感器135在测得该充电电流之后，会输出一电压V1至运算放大器132，其中电压V1的值是对应于电阻R上的电压降，举例来说，如果测得的电压降是160mV，则传感器135就会将该电压降转换为一大小为160mV的电压电平。运算放大器132会输出一调节信号S1来控制P型金属氧化物半导体场效应晶体管111的栅极电压，因此能调节以及稳定电源供应器所输出的充电电流，而其具体的操作则详述如后。由图1中可以看到，充电调节电路110、电阻R、传感器135以及运算放大器132是构成一个闭回路(closed loop)，因此电压V1便成为该闭回路中的回授信号(feedback signal)。运算放大器132是将输入的电压V1与一参考电压V_{ref_2}作比较，而后，其便根据比较的结果来决定调节信号S1的电压电平。假设在定电流模式下的充电电流设计为10mA，且电阻R的电阻值为50Ω，很明显地，如果充电调节电路110成功地输出预定的电流值10mA，则电阻R上的压降就会等于500mV，因此，参考电压V_{ref_2}就会设定为500mV，用来检查流经电阻R上的电流大小是否等于预先设计的电流值。如果电压V1大于参考电压V_{ref_2}，则经过运算放大器132放大之后的调节信号S1就会具有较高的电压电平，以便控制充电调节电路110减少充电电流；然而，如果电压V1小于参考电压V_{ref_2}，则经过运算放大器132放大之后的调节信号S1就会具有较低的电压电平，以便控制充电调节电路110增加充电电流，因此，电池150便可接收到一稳定的充电电流。

当电池电压V_bat达到一终止电压(termination voltage)(也就是参考电压V_{ref_3})时，充电器100会从定电流模式转换到定电压模式。事实上，当充电器100在定电流模式下充电时，比较器120会持续比较电池电压V_bat和参考电压V_{ref_3}，而当电池电压V_bat不再小于参考电压V_{ref_3}时，比较器120便会送出一启动信号(enabling signa1)D来改变开关的导通或非导通状态，因此，开关SW1、SW3即变成非导通状态，而开关SW2、SW4则变成导通状态，所以，充电器100也就进入定电压模式。在定电压模式中，比较器120会持续比较电池电压V_bat和参考电压V_{ref_1}，当电池电压V_bat小于参考电压V_{ref_1}时，充电器100则又会进入定电流模式。在定电压模式下，充电调节电路110对电池150充电使其达到终止电压，并且充电器100将电池电压V_bat维持在该终止电压。定电压模式控制器140是作为一个调节器，用来调节充电电流。定电压模式控制器140中的运算放大器142是比较电池电压V_bat与参考电压V_{ref_3}，并且送出一调节信号S2来控制P型金属氧化物半导体场效应晶体管111的栅极电压，以进一步调节充电电流。与定电流模式相类似，定电压模式也有一个闭回路，其包含充电调节电路110、电阻R以及运算放大器142，而为了要将电池电压V_bat稳定在参考电压V_{ref_3}，运算放大器142是比较电池电压V_bat与参考电压V_{ref_3}来决定如何调节充电电流。换句话说，当电池电压V_bat稍有偏移参考电压V_{ref_3}时，调节信号S2就会精确地调整P型金属氧化物半导体场效应晶体管111的栅极电压，所以，电池150便能够在一稳定的电池电压V_bat下进行充电。

当电池电压V_bat小于参考电压V_{ref_1}时，例如当一充饱电的电池150被取出而置入另一个电力已耗尽的电池时，则充电器100会再度回到定电流模式，其切换情形详述如下。当在定电压模式下充电时，运算放大器142控制充电调节电路110，而在此同时，比较器120会持续比较电池电压V_bat与参考电压V_{ref_1}，其中参考电压V_{ref_1}小于参考电压V_{ref_3}。当充饱电的电池150被取出而在充电器100中置入另一个电力已耗尽的电池时，电池电压V_bat会因此而降低，如果电池电压V_bat小于参考电压V_{ref_1}的话，比较器120就会送出非启动信号D’来初始化充电器100，并将其切换至定电流模式，此时，开关SW1、SW3便呈现导通状态，而开关SW2、SW4则成为非导通状态。因此，充电器100便会再度对电力已耗尽的电池提供一个稳定的电流来进行充电。

如上所述，充电器100会选择性地切换于两种模式之间(定电流模式与定电压模式)，所以在切换时就一定会有过渡期(transition)产生，然而，众所周知的，因为制程因素的变动，所以比较器120和运算放大器142实际上无法完全相同，这意味着在两个模式之间切换时可能无法很平顺，这很容易造成瞬间过大的充电电流而导致变压器、充电器100或者电池150的毁损。举例来说，假设定电流模式下的定充电电流为800mA，参考电压V_{ref_1}为4.1V，而且参考电压V_{ref_3}和终止电压同为4.2V，则在理想情况下，当电池电压V_bat等于4.2V时会发生模式转换，此时定电压模式下的闭回路便会启动以将电池电压V_bat维持在4.2V，因此，当充电器100刚切换到定电压模式时，充电电压流仍会维持在800mA，两个模式之间的转换也就非常的平顺。但是在实际操作上，因为比较器120与运算放大器142在特性上并不完全相同，所以发生模式转换时的电压与转换成定电压模式后欲维持的电压很可能不相同，也就是说，当电池电压V_bat仍小于4.2V时(假设4.1V)，比较器120就不寻常地送出启动信号D，随后运算放大器142便会接着送出调节信号S2来控制P型金属氧化物半导体场效应晶体管111，通过增加充电电流来将电池电压V_bat维持在4.2V，在这种情况下，模式转换后瞬间的充电电流会大于原本在定电流模式下的充电电流，因此，可能导致瞬间超量的充电电流而损害变压器、充电器100或是电池150。

因此，有必要设计一个能够预防充电电流瞬间超量的充电器来保护变压器、充电器或是电池。

发明内容

因此，本发明的主要目的之一在于提供一种防止充电电流瞬间超量的充电器，以解决上述问题。

根据本发明的申请专利范围，其是揭露一种充电器。该充电器包含有：一充电调节电路、一第一电流侦测单元、一运算放大器以及一参考电压产生器。其中，该充电调节电路具有：一输入端，耦接至一电源；一输出端，耦接至一节点N1；以及一控制端，耦接至一节点N5，其中该充电调节电路输出一充电电流，该充电电流的值是根据该控制端上的一调节信号而调整。该第一电流侦测单元具有一第一输入端，耦接至该节点N1；一第二输入端，耦接至一节点N2，该节点N2更耦接于该电池；一电阻性元件，耦接于该第一输入端与该第二输入端之间；一第三输入端，耦接至一第一参考电压；以及一第一输出端，耦接至一节点N3，其中该第一电流侦测单元是侦测流过该节点N1至该节点N2之间的电压电平，并依据该电压电平以及该第一参考电压而在该节点N3上输出一错误信号(error signal)。该运算放大器具有一正输入端，耦接至该节点N2；一负输入端，耦接至一节点N4；以及一输出端，耦接至该节点N5，用来产生该调节信号。该参考电压产生器具有一耦接至该节点N3的输入端以及一耦接至该节点N4的输出端，其中该参考电压产生器包含有一模拟/数字转换器(ADC)，用来将该第一电流侦测单元所输出的该错误信号(error signal)转换为一数字信号；以及一数字/模拟转换器(DAC)，用来该数字信号转换为一参考电压。

通过在已知充电器上增加一个参考电压产生器，本发明充电器便可以防止充电电流瞬间超量，而模式转换也因此更加平顺。

附图说明

图1为已知充电器的电路图；

图2为本发明充电器的第一实施例的电路图；

图3为图2所示的数字/模拟转换器的电路图；

图4为本发明充电器的第二实施例的电路图。

主要元件符号说明：

100、200、400：充电器

110：充电调节电路

111：P型金属氧化物半导体场效应晶体管

120：比较器

130：定电流模式控制器

132、142、412：运算放大器

135、415：传感器

140：定电压模式控制器

150：电池

210：参考电压产生器

211：模拟/数字转换器

212：取样器

214：移位寄存器

216：数字/模拟转换器

410：电流侦测单元

具体实施方式

为了减少瞬间超量电流，可以利用一个调整机制来控制电池电压V_bat。请参阅图2，其是显示本发明充电器200。在本实施例中，充电器200包含有由P型金属氧化物半导体场效应晶体管111构成的充电调节电路110、比较器120、定电流模式控制器130、定电压模式控制器140以及参考电压产生器210，并利用以上的电路来对电池150充电，其中比较器120可以用磁滞比较器来实作，以使充电模式更加稳定。相较于图1所示的已知充电器100，可以发现充电器200与充电器100相当相似，唯一的差异处在于充电器200包含有额外的参考电压产生器210，其是电连接于运算放大器142，用来适当地调整参考电压V_{ref_3}。再者，图2中的参考电压产生器210更通过开关SW5而电连接到运算放大器132的输出端，以及通过开关SW3电连接到比较器120。请注意，充电调节电路110、比较器120、定电流模式控制器130以及定电压模式控制器140的功能与操作在先前已经详加说明，故于此不再赘述。

当充电器200运作在定电流模式下时，开关SW1、SW3为导通状态，而开关SW2、SW4、SW5则为非导通状态，此时，比较器120会比较电池电压V_bat与参考电压V_{ref_3}。在定电流模式下，参考电压V_{ref_3}设定为由参考电压产生器210所控制的终止电压值，当电池电压V_bat不小于参考电压V_{ref_3}(V_bat＞＝V_{rer_3})时(举例来说，对锂电池而言，其为4.2V)，比较器120送出启动信号D将开关SW1、SW3切换至非导通状态，并将SW2、SW4、SW5切换至导通状态，而充电器200随之进入定电压模式。运算放大器142试着将电池电压V_bat维持在参考电压V_{ref_3}，也就是4.2V，而此时因为开关SW1为非导通状态，运算放大器132不再包含于上述的闭回路中，所以运算放大器132便成为一个纯粹的比较器，用来比较电压V1与参考电压V_{ref_2}以决定如何调整V_{ref_3}的电压值，以控制充电电流。此时定电流模式控制器130的操作相当于一电流侦测单元。电压V1可反应出流经电阻R的充电电流的电流电平，举例来说，如果电阻R为0.2Ω以及定电流模式下的定充电电流为800mA，则参考电压V_{ref_2}就会等于160mV(0.2Ω×800mA)。当充电器200从定电流模式切换到定电压模式时，如果瞬间的充电电流超过800mA，电压V1就会大于160mV，此时比较器132就会送出具有正电压电平的错误信号(error signal)D1给参考电压产生器210，该错误信号D1是由一模拟/数字转换器(analog-to-digitalconverter，ADC)211所接收。在本发明中，模拟/数字转换器211包含有一取样器212以及一移位寄存器(shift register)214，其中取样器212是由启动信号D所启动，并由一个外部的频率信号CLK(例如10kHz)所触发。在取样器212接收到错误信号D1之后，错误信号D1会从模拟信号被转换为一个数字的移位信号(shift signal)L/R，用来将储存于移位寄存器214中的位左移或右移(bit-shifting)。

在本实施例中，移位寄存器214包含9个位，其中只有一个位为“1”，而其它8个位则全部为“0”，因此可以定义出一组句柄，例如“000000001”、“000000010”、...、“100000000”等等(这种句柄称为“1 of 9 code”)，随后，这组句柄被传送至数字/模拟转换器(digital-to-analog converter，DAC)216。

数字/模拟转换器216的功用在于将接收到的句柄转换成参考电压V_{ref_3}，在本实施例中，数字/模拟转换器216可以用多路复用器(multiplexer)来加以实作。请参阅图3，其显示图2所示的数字/模拟转换器216的内部电路。数字/模拟转换器216具有9个输入，分别对应至平均分布于3.9V至4.2V之间的9个参考电平，而由移位寄存器214所输出的句柄则可以决定9个输入中那一个被选取来作为参考电压V_{ref_3}。举例来说，如图3所示，该句柄为“001000000”，所以参考电压V_{ref_3}便选定为“4.2-2ΔV”，其中ΔV等于(4.2-3.9)/8。

一般而言，句柄的初始设定为“100000000”，所以当充电器200操作于定电流模式下或是在刚转换到定电压模式时，参考电压V_{ref_3}会等于4.2V。进入定电压模式后，如果取样器212从错误信号D1所得的取样结果为一个高电平信号，也即，如果充电电流的电流电平高于800mA，则移位信号R/L会将句柄中的位“1”右移一个位置，形成新的句柄“010000000”，此时，参考电压V_{ref_3}会减少ΔV的量，所以电池电压V_bat就会被维持在一个较低的电压值，充电电流也因此跟着降低；另一方面，如果取样器212稍后从错误信号D1取样到一个低电平信号，也即，如果充电电流的电流电平低于800mA，则移位信号R/L会将句柄中的位“1”左移一个位置，所以参考电压V_{ref_3}会增加ΔV的量，而充电电流也因此跟着增加。该参考电压产生器210在定电压模式的充电过程中，持续的调整V_{ref_3}以达到维持适当的充电电流的目的。

根据本案的另一个实施例，请参考图4，相较于充电器200，充电器400多了一个电流侦测单元410，专门负责执行在前一个实施例中的定电压模式下，定电流模式控制器130所做的工作用以产生错误信号D1。电流侦测单元410包含有一传感器415以及一运算放大器412，其中传感器415是用来侦测流经电阻R上的电流，而运算放大器412是用来比较电压V1与参考电压V_{ref_2}以决定如何调整V_{ref_3}，以控制充电电流。在本实施例中，定电流模式控制器130中的运算放大器132是纯粹用来在定电流模式下产生调节信号S1，而电流侦测单元410中的运算放大器412则是纯粹用来在定电压模式下产生错误信号D1。虽然充电器400因为多了额外的电流侦测单元410而与充电器200有小部分的差异，然而充电器400中其它元件的功能与其操作原理都与图2所示的元件相同。

综上所述，通过适当且逐步地增加或减少参考电压V_{ref_3}，可以大幅地减低在模式转换时会对充电器造成不良影响的过充电电流，因此，通过在已知充电器100中增加本发明所提出的调节机制，就可以防止因为比较器120与运算放大器142不完全匹配而造成瞬间超量的充电电流。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，都应属本发明的涵盖范围。