基于导频设计的MIMO－OFDM载频同步方法

摘要

本发明公开了一种无线通信领域中基于导频设计的MIMO－OFDM载频同步方法，应用于具有M个发射天线、N个接收天线和Q个子载频的MIMO－OFDM系统，包括以下步骤：(1)将整个Q个子载频分成M个子波段，每个子波段占（见I式）个连续的子载频，对应分派给每个发射天线，每个子波段

说明书

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种无线通信系统中基于导频设计的MIMO-OFDM(多输入多输出，Multi-InputMulti-Output；正交频分复用，OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)载频同步方法。

背景技术

OFDM是一种多载波调制技术，发射端把数据调制到多个相互正交的子载波上同时发送，每个子载波都是窄带，具有很强的抗多径衰落能力，因而可以认为对每个子载波而言，信道是平坦衰落的。理论上来说，作为高速无线通信系统核心的OFDM技术，只要适当选择各载波的带宽和采用适当的纠错编码技术，多径衰落对系统的影响可以完全被消除。因此如果没有功率和带宽的限制，可以用OFDM技术实现任何传输速率。而其它技术就不具备这种特性，因为采用其它技术时，当数据速率增加到某一数值时，信道的频率选择性衰落会占据主导地位，此时无论怎样增加发射功率也无济于事，这正是OFDM技术适用于高速无线系统的原因。但从实际应用角度看，为了进一步增加系统的容量，提高系统传输速率，使用多载波调制技术的系统需要增加载波的数量，而这种方法会造成系统复杂度的增加，并增大系统的带宽，这对于带宽受限和功率受限的系统显然不很合适。而且OFDM系统存在对同步(载波、符号和定时同步)要求高，必须有效地控制峰均比等技术问题，当然，目前已经有许多解决办法，并已经达到实用的要求。另一方面，作为下一代无线通信系统(B3G/4G、WLAN、BWA、MBWA等)的关键技术，MIMO技术也得到了日益广泛的关注和应用，MIMO技术能在不增加带宽的情况下成倍地提高通信系统的容量和频谱利用率，因此将MIMO技术与OFDM技术相结合，能够很好地适应下一代系统发展趋势的要求。研究表明，在衰落信道环境下，OFDM系统非常适合使用MIMO技术来提高容量。MIMO-OFDM技术是通过在OFDM传输系统中采用阵列天线实现空间分集，提高了信号质量，是联合OFDM和MIMO而得到的一种新技术。它利用了时间、频率和空间三种分集技术，使无线系统对噪声、干扰、多径的容限大大增加。但其假设的应用环境是平坦衰落无线信道，这一假设往往存在于窄带通信系统中，在宽带通信系统中一般是不成立的。

现有技术基本上是基于导频的OFDM载频频偏估计方法，一类是针对单纯的OFDM技术应用，如“Blindhigh-resolutionuplinksynchronizationofOFDM-basedmultipleaccessschemes，”(H.Bolcskei，1999，Proc.IEEEWorkshopSignalProcessingAdvancesinWirelessCommun.，Annapolis，MD，pp.166-169)、“CarrierfrequencyoffsetacquisitionandtrackingforOFDMsystems”(M.LuiseandR.Reggiannini，1996，IEEETrans.Commun.，vol.44，pp.1590-1598，Nov.)、“AnimprovedfrequencyoffsetestimatorforOFDMapplications”(M.MorelliandU.Mengali，1999，IEEECommun.Lett.，vol.3，pp.75-77，Mar.)、“RobustfrequencyandtimingsynchronizationforOFDM”(T.M.SchmidlandD.C.Cox，1997，IEEETrans.Commun.，vol.45，pp.1613-1621，Dec.)和“AhighefficiencycarrierestimatorforOFDMcommunications”(H.LiuandU.Tureli，1998，IEEECommun.Lett.，vol.2，pp.104-106，Apr.)所述的技术，但是上述技术全部都是针对纯粹的OFDM系统，因此不适合MIMO-OFDM系统下的同步。另一类是关于MIMO情况下OFDM的技术应用，如“OFDMblindcarrieroffsetestimation：ESPRIT，”(U.Tureli，H.LiuandM.D.Zoltowski，2000，IEEETrans.Commun.，vol.48，pp.1459-1461，Sep.)，这些方法并没有考虑MIMO系统的复杂性，从而在实际情况下并不适用。在现有技术中，导频位置通常是固定的，而且，O导频常常是连续布置的，不利于多天线干扰(MAI，Multi-Antenna-Interference)的消除，从而影响载频估计性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于导频设计的MIMO-OFDM载频同步方法，以克服现有技术存在的系统实现复杂、MAI消除能力差等缺点。

本发明所述的基于导频设计的MIMO-OFDM载频同步方法，应用于具有M个发射天线、N个接收天线和Q个子载频的MIMO-OFDM系统，包括以下步骤：

(1)将整个Q个子载频分成M个子波段，每个子波段占个连续的子载频，对应分派给每个发射天线。每个子波段S_m仅仅从发射机m传输导频符号，而在其它发射机为0；

(2)在每个S_m的末尾，留数个子载频作为保护，即不传信息；

(3)在每个S_m的末尾，子载频上的导频符号等间隔置0。N_zero和N_guard分别为子波段内0和保护子载频数，在子载频

上置符号；其中，N_guard+N_zero＞L，L为多径延迟的最大值；

为进一步提高性能，导频位置按如下算法进行跳变：对第m个发射机，m＝1，2，…，M，其发射内容为：当b＝1时，为子波段S_m分派给第m个发射机；b＞1时，如果，(m+b-1)modM≠0，为S_(m+b)modM；否则，为S_M。

本发明所述的基于导频设计的MIMO-OFDM载频同步方法。针对MIMO与OFDM结合使用的情况下，OFDM的载波频偏估计比单纯OFDM系统更困难的特点，给出了一种载频位置按一定规律设置—子波段算法，从而最大限度消除MIMO系统中的MAI，提高载波频偏估计性能的方法，使系统载频同步性能显著提高。同时，本发明所述方法具有实现简单等特点。

附图说明

图1是本发明所述方法的参考系统框图。

图2是本发明所述方法中子波段算法导频分布实例图。

图3是本发明所述方法中子波段算法导频跳变时分布实例图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明所述方法作进一步说明。

本发明针对图1所示的系统，提出一种有效的载波位置跳变方法，如图3所示。与不跳变(即图2所示)的方法相比，可以获得更好的性能。

本发明所应用的系统模型如图1所示，MIMO-OFDM系统具有M个发射天线、N个接收天线，Q个子载频。在发射端，第m个子天线，被发射符号的第b个数据块可以表示为：

a_m，b＝[α_m，b(0)，α_m，b(1)，L，a_m，b(Q-1)]^T          (1)

发射前，通过一个Q点的IFFT运算完成OFDM调制，表示为：

$>>>s>>m>,>b>\; >>(>i>)>>=>>1>>Q>>>>\Sigma >>q>=>0>>>Q>->1>>>>a>>m>,>b>\; >>(>q>)>>>e>>>j>2>\pi qi>>Q>>>i>=>0>,>K>,>Q>->1>->->->>(>2>)>>>s>$

将调制的OFDM信号加上CP并进行上变频，然后通过一个准静态的、多径无线信道，在接收端经过相反的下变频、去CP后，在第n个接收机上接收到的基带信号表示为：

$>>>r>>n>,>b>\; >>(>i>)>>=>>1>>Q>>>>\Sigma >>m>=>1>>M>>>\Sigma >>q>=>0>>>Q>->1>>>>h>>m>,>n>\; >>(>q>)>>>a>>m>,>b>\; >>(>q>)>>>e>>>j>2>\pi qi>>Q>>>+>>\eta >>n>,>b>\; >>(>i>)>>,>i>=>0>,>K>,>Q>->1>->->->>(>3>)>>>s>$

这里，h_m，n(q)是发射机m到接收机n在第q个子载频时的冲击响应。η_n,b(i)是加性高斯白噪声(AWGN)，均值和方差为(0，σ²)。

由于收发频率源差异、信道多普勒频移等因素，实际接收信号为：

$>sup>>r>>n>,>b>>\prime >>>(>i>)>>=>>1>>Q>>>>\Sigma >>m>=>1>>M>>>e>>j>2>\pi sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>>(>i>+>>(>b>->1>)>>>(>Q>+>K>)>>)>>>>>\Sigma >>q>=>0>>>Q>->1>>>>h>>m>,>n>\; >>(>q>)>>>a>>m>,>b>\; >>(>q>)>>>e>>>j>2>\pi qi>>Q>>>+>>\eta >>n>,>b>\; >>(>i>)>>->->->>(>4>)>>>s>$

这里，f_v^(m，m)从第m个发射机到第n个接收机的对子载波的归一化频偏。第q′个子载波的接收信号为：

$>sup>>R>>n>,>b>>\prime >>>(>>q>\prime >>)>>=>>1>Q>>>\Sigma >>i>=>0>>>Q>->1>>>[>>\Sigma >>m>=>1>>M>>>e>>j>2>\pi sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>>(>i>+>>(>b>->1>)>>>(>Q>+>K>)>>)>>>>>\Sigma >>q>=>0>>>Q>->1>>>>h>>m>,>n>\; >>(>q>)>>>a>>m>,>b>\; >>(>q>)>>>e>>j>>>2>\pi i>>(>q>->>q>\prime >>)>>>Q>>>>]>+>>>\xi >>>>n>,>b>\; >>(>>q>\prime >>)>>->->->>(>5>)>>>s>$

$>>=>>1>Q>>>\Sigma >>m>=>1>>M>>>e>>j>2>\pi sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>>(>b>->1>)>>>(>Q>+>K>)>>>>>h>>m>,>n>\; >>(>>q>\prime >>)>>>a>>m>,>b>\; >>(>>q>\prime >>)>>>I>>m>,>n>\; >>(sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>)>>>s>$

$>>+>>1>Q>>>\Sigma >>m>=>1>>M>>>e>>j>2>\pi sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>>(>b>->1>)>>>(>Q>+>K>)>>>>>\Sigma >>>q>=>0>>>q>\ne >>q>\prime >>>>>Q>->1>>>>h>>m>,>n>\; >>(>q>)>>>a>>m>,>b>\; >>(>q>)>>>I>>m>,>n>\; >>(sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>+>q>->>q>\prime >>)>>+>>\xi >>n>,>b>\; >>(>>q>\prime >>)>>>s>$

其中 $>>>\xi >>n>,>b>\; >>(>>q>\prime >>)>>=>>1>>Q>>>>\Sigma >>i>=>0>>>Q>->1>>>>\eta >>n>,>b>\; >>(>i>)>>>e>>->>>j>2>\pi >>q>\prime >>i>>Q>>>>,>>s>也是AWGN噪声，均值和方差为(0，\sigma 2)。$

I_m，n(f_v^(m，n)+q-q′)是从第m发到第n收的第q个子载波到第g′个子载波间的ICI系数：

$>>>I>>m>,>n>\; >>(sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>+>q>->>q>\prime >>)>>=>>>sin>>(>\pi >>(sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>+>q>->>q>\prime >>)>>)>>>>Q>sin>>(>>\pi >Q>>>(sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>+>q>->>q>\prime >>)>>)>>>>·>>e>>j\pi >>(>1>->>1>Q>>)>>>(sup>>f>V>>(>m>,>n>)>>>+>q>->>q>\prime >>)>>>>->->->>(>6>)>>>s>$

当不存在频偏时，上式在q＝q′时最大，而在q≠q′时为0。但当存在频偏时，由于ICI的影响，即使q≠q′时仍然不为0。本发明就是通过设计适当的导频信号，有效地估计出{f_v^(m，n)}。

在MIMO情况下，载频频偏的估计变得复杂化。首先，由于每一对发射和接收天线的频偏都不一样，从而存在MAI：

$>sup>>T>>m>,>n>,>b>>\prime >>>(>>q>\prime >>)>>=>>1>Q>>>\Sigma >>>>m>\prime >>=>1>>>>m>\prime >>\ne >m>>>M>>>e>>j>2>\pi sup>>f>V>>(>>m>\prime >>.>n>)>>>>(>b>->1>)>>>(>Q>+>K>)>>>>>\Sigma >>q>=>0>>>Q>->1>>>>h>>>m>\prime >>,>n>\; >>(>q>)>>>a>>>m>\prime >>,>b>\; >>(>q>)>>>I>>>m>\prime >>,>n>\; >>(sup>>f>V>>(>>m>\prime >>,>n>)>>>+>q>->>q>\prime >>)>>->->->>(>7>)>>>s>$

为了抑制MAI，首先将整个频段分成M个子波段，每个发射机在传输导频信号的时候只占用其中一个子带，在每个子波段的末尾保留若干个子载频，在这些子载频上不传输任何的信号，这种子波段的设置，不仅从理论上可以证明它可以有效地抑制MAI，也可以从仿真结果得到验证。

在每个子波段，采用周期性地在导频中插入0来取代[5]中连续性填0的方法。定义代价函数：

这里，Q_z，m表示第m个发射机对应导频符号为0的子载频序号。仿真结果表明，与连续0方法相比，该方法对载频频偏的变化更敏感，从而更便于估计载频频偏。

为了进一步改善系统的同步性能，并考虑到在实际系统中，不仅仅需要估计载波频偏，信道参数也是影响整个系统性能的关键。在上述基础上，将导频位置分布按一定的规律跳变，从而使频偏估计不再依赖于每个子波段内0的分布，并能够有效地进行信道参数的估计。

本发明可总结为以下几个步骤：

1、将整个Q个子载频分成M个子波段，每个子波段占个连续的子载频，对应分派给每个发射天线。每个子波段S_m仅仅从发射机m传输导频符号，而在其它发射机为0；

2、在每个S_m的末尾，留数个子载频作为保护，即不传信息；

3、在每个S_m的末尾，子载频上的导频符号等间隔置0，N_zero和N_guard分别为子波段内0和保护子载频数，在子载频上置符号；其中，N_guard+N_zero＞L，L为多径延迟的最大值；

为进一步提高性能，导频位置按如下算法进行跳变：对第m个发射机，m＝1，2，…，M，其发射内容为：当b＝1时，为子波段S_m分派给第m个发射机；b＞1时，如果，(m+b-1)modM≠0，为S_(m+b)modM；否则，为S_M。

下面结合附图2和附图3对本发明的子波段算法的具体实现方法描述如下：

1)整个子载频的个数是64，发射天线为4个，将64个子载频分成4段，每一段包括了连续的16个子载频。在传输导频信号的时候，任何一个发射天线只在其中一个子波段发射导频符号，而在其他的子波段不传输信号。

2)在每个子波段的末尾，保留4个子载频，在这些保护子载频上不传输信息。

3)在每个子波段中，等间隔地将0放在其中的4个子载波上。

4)为进一步提高性能，每个天线所对应的子波段也随着不同的OFDM导频符号而变化，例如在第一个OFDM符号时，发射天线1对应第一个子波段；在第二个导频符号时，发射天线1对应于第二个子载波，依此类推。