变换器中移相全桥与PWM全桥的切换控制方法及控制电路

摘要

本发明公开了变换器中移相全桥与PWM全桥的切换控制方法及控制电路，涉及直流变换技术领域。该方法包括：采集电路采集能反映变换器负载轻重的特定信号，并把该特定信号输出给比较电路；比较电路比较特定信号值与第一预设值的大小；若特定信号值大于第一预设值，则控制变换器工作在移相全桥状态；若特定信号值小于第一预设值，则控制变换器工作在PWM全桥状态。该控制电路中，采集电路采集特定信号，比较电路比较特定信号值与预设值的大小，并输出一控制信号给驱动电路，驱动电路输出相应驱动波形，以控制变换器的工作状态在移相全桥状态和PWM全桥状态之间进行切换。本发明中，移相全桥在轻载及空载条件下，都工作在PWM全桥状态，降低了开关损耗。

说明书

[技术领域]

本发明涉及一种直流变换技术领域，尤其涉及在变换器中实现移相全桥与PWM全桥自动切换的控制方法及控制电路。

[背景技术]

直流变换器(DC/DC)是一种具备直流电压变换功能的电路模块，作为二次电源被广泛应用于航天、航空、通信及家用电器等电子产品的电路系统中。如图1、图2和图3所示，是变换器电路中常用的几种可实现ZVS(Zero Voltage Switch零电压开关)的移相全桥电路原理图。存储在谐振电感(Lr)及变压器(T)的电感、输出滤波电感(Lo)中的能量对开关管结电容进行充放电，使相应结电容两端的电压达到零，借此实现开关管的零电压开通。通过控制开关管的开通和关断，即给开关管的基极或者栅极输入一定的驱动逻辑波形，驱动为高时，开关管开通，驱动为低时，开关管关断，从而实现对变换器的控制。现有技术中，能够产生移相全桥波形的控制芯片有UCC3875、UCC3895等。如图4所示是UCC3895内部原理电路图。在移相全桥中，控制芯片输出移相全桥波形，此时，控制芯片相当于一个移相全桥波形产生电路，其中，第一输出信号(OUTA)对应驱动第一开关管(Q1)，第二输出信号(OUTB)对应驱动第二开关管(Q2)，第三输出信号(OUTC)对应驱动第三开关管(Q3)，第四输出信号(OUTD)对应驱动第四开关管(Q4)。

图1、图2和图3所示的各种移相全桥电路，一方面，在轻载(大于20％额定负载而小于50％额定负载)条件下，因为谐振电感(Lr)、滤波电感(Lo)上的电流较小，因此谐振电感(Lr)和滤波电感(Lo)上储存的能量就小，无法将即将开通的开关管的漏极-源极电压(Vds)或者集电极-发射极电压(Vce)谐振到零，即无法实现彻底的ZVS，尤其是滞后桥臂Q1、Q2在50％额定负载条件下就开始无法实现彻底的ZVS；另一方面，在接近空载(≤20％额定负载)的条件下，因为Lr等谐振元件的影响，开关管的开关损耗为传统的PWM全桥的开关管的开关损耗的4倍，甚至大于移相全桥满载的开关管损耗，这导致开关管的散热困难。在接近空载(≤20％额定负载)的条件下，因为Lr、Lo上的电流小，Lr、Lo上储存的能量几乎为零，这样即将开通的开关管的Vds(或者Vce)＝Vin，开关管的开关损耗可用下式计算： $>\frac{*}{*}$>(fs为开关频率，C为对应开关管的结电容或者外并联电容或者两者并联的等价电容)，而在PWM全桥中，即将开通的开关管的Vds(或者Vce)＝Vin/2，因此移相全桥在接近空载时的开关损耗为PWM全桥空载条件下的开关损耗的4倍，在工程中，一般采用SG3525、UC3846等控制芯片，以产生PWM全桥需要的驱动波形。移相全桥重载时工作在ZVS状态下，开关损耗很小，只有导通损耗，当变换器的额定负载小于某一数值(根据经验为30A)时，移相全桥空载的开关管的损耗甚至会大于满载时开关管的损耗。

在移相全桥电路中，存在上述缺陷的具体原因如下：

如图5所示，t0对应的是Q4关断时刻，t1对应的是Q3开通时刻；t2对应的是Q1关断时刻，t3对应的是Q2开通时刻；t4对应的是Q3关断时刻，t5对应的是Q4开通时刻；t6对应的是Q2关断时刻，t7对应的是Q1开通时刻；t8对应的是Q4关断时刻。t0到t8为一个完整的周期，在工程中一般在10微秒(10us)左右(实际上不同的设计会有不同，但一般在这个数值附近)。那么在移相全桥中：t0到t3时间段、t4到t7时间段是移相全桥的开关管Q1、Q2、Q3、Q4的断开、闭合切换时间段，也就是谐振电感Lr、输出电感Lo等谐振环流以实现ZVS的时间段；t3到t4时间段、t7到t8时间段是移相全桥向副边稳态输出功率时间段。

当变换器满载时，t0到t3时间段、t4到t7时间段一般为100纳秒(100ns)。在满载时谐振电感Lr等器件本身电流较大，储存的能量也较大，而t0到t3时间段、t4到t7时间段时间短，在开关管的Vds谐振到满足ZVS的条件时控制电路恰好发出驱动脉冲让对应的开关管开通，此时就实现了ZVS。

当负载逐渐减少时，t0到t3时间段、t4到t7时间段的时间逐渐变长，t3到t4时间段、t7到t8时间段逐渐变短；在完全空载时t3到t4时间段、t7到t8时间段几乎为零。

在半载(50％额定负载)条件下，谐振电感Lr等器件本身电流减小(相对于重载(＞50％额定负载)来说)，储存的能量也减少，此时谐振电感Lr等器件储存的能量虽然还能将即将开通的开关管的Vds谐振到零，但是因为负载相对于重载减小，t0到t3时间段、t4到t7时间段变长，因此当即将开通的开关管的Vds谐振到零时，控制电路并没有发出驱动脉冲去开通相应的开关管；谐振电感Lr的电流谐振到零后，电流反向，对即将开通的开关管的Vds充电，因此等到控制电路发出驱动脉冲时，开关管已经不满足彻底的ZVS了，此时就会增加损耗。这种现象在滞后桥臂Q1、Q2上表现特别明显。

随着负载的继续降低，谐振电感Lr、输出电感Lo等器件上储存的能量进一步减少，当负载轻到一定的程度时，在即将开通的开关管的Vds谐振到零之前，谐振电感Lr的电流就谐振到零，电流反向，对即将开通的开关管的Vds充电；当负载足够小时，即将开通的开关管的Vds将被冲到Vin，此时的开关管没有实现ZVS，而是硬开关，开关管开通瞬间的Vds甚至高于传统的PWM全桥的Vin/2。

综上所述，在现有技术中，移相全桥电路在轻载及接近空载条件下都处于移相全桥的工作状态，无法实现彻底的ZVS；尤其是在接近空载时，开关管的开关损耗为传统的PWM全桥的开关管的开关损耗的4倍，甚至大于移相全桥满载的开关管损耗，这导致开关管的散热困难。

[发明内容]

本发明要解决的技术问题是提供一种变换器中移相全桥与PWM全桥的切换控制方法及控制电路，使得移相全桥电路在空载及轻载条件下，都工作在PWM全桥状态，降低了开关损耗。

本发明是通过下面的技术方案来实现的：

一种变换器中移相全桥与PWM全桥的切换控制方法，包括以下步骤：

采集电路采集能反映变换器负载轻重的特定信号，并把该特定信号输出给比较电路；

比较电路比较所述特定信号值与第一预设值的大小；

若所述特定信号值大于第一预设值，则控制变换器工作在移相全桥状态；

若所述特定信号值小于第一预设值，则控制变换器工作在PWM全桥状态。

本发明的进一步改进在于：所述能反映变换器负载轻重的特定信号为电流信号或者功率信号。

本发明的进一步改进在于：所述第一预设值是小于50％额定负载时对应的反映变换器负载轻重的特定信号对应的值。

本发明的进一步改进在于：还包括第二预设值，所述第二预设值大于第一预设值；

若所述特定信号值大于或等于第二预设值，则控制变换器工作在移相全桥状态；

若所述特定信号值小于或等于第一预设值，则控制变换器工作在PWM全桥状态。

本发明的进一步改进在于：

当特定信号值由大于或者等于第二预设值开始变小时，只要所述特定信号值还是处于大于第一预设值而小于第二预设值的区域内，则变换器工作在移相全桥状态；

当特定信号值由小于或者等于第一预设值开始变大时，只要所述特定信号值还是处于大于第一预设值而小于第二预设值的区域内，则变换器工作在PWM全桥状态。

本发明的进一步改进在于：所述采集电路实时采集所述特定信号。

本发明的进一步改进在于：采集电路以一定时间间隔对特定信号进行采集。

本发明的进一步改进在于：所述采集电路对采集到的特定信号进行滤波、放大处理，并输出特定信号的放大值给比较电路。

本发明的进一步改进在于：

比较电路输出高电平给驱动电路，由驱动电路输出控制变换器工作在移相全桥状态的驱动波形；

比较电路输出低电平给驱动电路，由驱动电路输出控制变换器工作在PWM全桥状态的驱动波形。

一种变换器中移相全桥与PWM全桥的切换控制电路，包括驱动电路，还包括采集电路和比较电路，所述采集电路采集能反映变换器负载轻重的特定信号，所述比较电路比较所述特定信号值与预设值的大小，并输出一控制信号给所述驱动电路，驱动电路根据该控制信号输出相应驱动波形，以控制变换器的工作状态在移相全桥状态和PWM全桥状态之间进行切换。

本发明的进一步改进在于：所述驱动电路包括移相全桥波形产生电路和逻辑运算电路，所述逻辑运算电路对移相全桥波形产生电路的输出信号和比较电路输出的控制信号进行逻辑运算，最终输出移相全桥波形或者PWM全桥波形；其中，移相全桥波形产生电路的输出信号包括第一输出信号、第二输出信号、第三输出信号和第四输出信号。

本发明的进一步改进在于：所述逻辑运算电路包括或门和与门；通过或门，所述移相全桥波形产生电路的输出信号分别和比较电路输出的控制信号进行或运算，相应得出第一或结果、第二或结果、第三或结果和第四或结果；通过与门，所述第一或结果、第二或结果、第三或结果和第四或结果分别与第四输出信号、第三输出信号、第二输出信号和第一输出信号进行与运算，最后得出移相全桥波形或者PWM全桥波形。

由于采用以上的技术方案，变换器在轻载时工作在PWM全桥状态，因为PWM全桥为硬开关，且Vds(或者Vce)＝Vin/2，相对于变换器在轻载时工作在移相全桥状态，降低了开关管的开关损耗，缓解了开关管的散热问题；变换器在重载时工作在移相全桥状态，提高了变换器的工作效率；本发明实现的方法简单，只需检测反映变换器负载轻重的特定信号，相应输出移相全桥或者PWM全桥驱动波形对开关管进行控制，就能实现对变换器的控制。

[附图说明]

图1是现有技术中第一种变换器的电路原理图。

图2是现有技术中第二种变换器的电路原理图。

图3是现有技术中第三种变换器的电路原理图。

图4是控制芯片UCC3895内部的电路原理图。

图5是移相全桥的驱动波形图。

图6是移相全桥及PWM全桥的驱动波形图。

图7是本发明控制方法的流程图。

图8是本发明的部分控制电路原理图。

图9是第一运算放大器U306输出逻辑电平与反映变换器负载轻重的信号的关系图。

[具体实施方式]

如图6所示，是移相全桥及PWM全桥的驱动波形图，第一输出信号OUTA对应驱动第一开关管Q1，第二输出信号OUTB对应驱动第二开关管Q2，第三输出信号OUTC对应驱动第三开关管Q3，第四输出信号OUTD对应驱动第四开关管Q4；PWMA/D信号对应驱动第一开关管Q1和第四开关管Q4，PWM B/C信号对应驱动第二开关管Q2和第三开关管Q3。

在工程中，移相全桥的驱动波形OUTA、OUTB、OUTC、OUTD常用UCC3875、UCC3895等控制芯片产生，通过后续的驱动电路控制开关管的开通、关断；PWM全桥的驱动波形PWM A/D、PWM B/C常用SG3525、UC3846等控制芯片产生，通过后续的驱动电路控制开关管的开通、关断。

现在需要在移相全桥和PWM全桥之间进行切换。为了实现这个目的，如果在电路中采用在一套移相全桥常用控制芯片的驱动电路与一套PWM全桥常用芯片的驱动电路之间进行切换的方案，不仅成本高，而且在相同的输入条件下两套驱动电路生成的驱动脉冲的脉宽会存在差异。因此在实际电路中需要用同一个控制芯片产生的驱动波形经过不同的处理生成两种时序的驱动波形。

从图6中可以发现：移相全桥的第一输出信号OUTA、第四输出信号OUTD进行与运算之后，就成为PWM全桥的PWM A/D信号，移相全桥的第二输出信号OUTB、第三输出信号OUTC进行与运算之后，就成为PWM全桥的PWM B/C信号，因此可以在同一个电路中来产生这些输出信号。

实现变换器在移相全桥状态与PWM全桥状态的切换控制方法，其核心在于：首先应检测变换器当前所承载的负载是轻载还是重载，若是轻载，则控制变换器工作在PWM全桥状态，若是重载，则控制变换器工作在移相全桥状态。

反映变换器负载轻重的信号包括：谐振电感上的电流信号、变压器原边上的电流信号、变压器副边上的电流信号、滤波电感上的电流信号、负载上的电流信号或者变换器的输出功率信号。检测功率可以同时检测输出电压、输出电流，也可以同时检测输入电压、输入电流。这里的输入和输出分别是指变换器的输入和输出，例如图1中标出的Vin为输入，Vo为输出。

如图7所示，是本发明控制方法的流程图。

若移相全桥与PWM全桥的驱动切换完全用硬件形式的模拟电路实现，则该切换控制方法的具体过程如下：

采集电路实时采集能反映变换器负载轻重的信号，对该信号进行滤波、放大实时处理后，得到对应的放大信号，把该放大信号输出给比较电路；

比较电路比较该放大信号值与两个预设值的大小；为了方便描述，两个预设值分别记为第一预设值和第二预设值。其中，这两个预设值的大小关系有两种情况：一种是，第一预设值小于第二预设值；另一种是，两者相等。

第一预设值的取值范围为小于50％额定负载时对应的反映变换器负载轻重的特定信号经过滤波、放大处理后对应的值(滤波、放大处理不是必须的，一般均会采用)。

当第一预设值与第二预设值相等时：

若放大信号值大于预设值，说明变换器工作在重载的条件下，比较电路输出高电平给驱动电路，由驱动电路输出控制变换器工作在移相全桥状态的驱动波形，则控制变换器工作在移相全桥状态；

若放大信号值小于预设值，说明变换器工作在轻载的条件下，比较电路输出低电平给驱动电路，由驱动电路输出控制变换器工作在PWM全桥状态的驱动波形，则控制变换器工作在PWM全桥状态。

当第一预设值小于第二预设值时：

若所述特定信号值大于或等于第二预设值，则控制变换器工作在移相全桥状态；

若所述特定信号值小于或等于第一预设值，则控制变换器工作在PWM全桥状态；

当特定信号值由大于或者等于第二预设值开始变小时，只要所述特定信号值处于大于第一预设值而小于第二预设值的区域内，则变换器工作在移相全桥状态；换言之，当变换器的负载由重载向轻载方向开始变化，但在当前的负载还没有下降到轻载之前，无论变换器的负载变化方向是从重载向轻载方向变化，还是沿前述方向逆向变化，变换器都工作在移相全桥状态。

当特定信号值由小于或者等于第一预设值开始变大时，只要所述特定信号值处于大于第一预设值而小于第二预设值的区域内，则变换器工作在PWM全桥状态；换言之，当变换器的负载由轻载向重载方向开始变化，但在当前的负载还没有上升到重载之前，无论变换器的负载变化方向是从轻载向重载方向变化，还是沿前述方向逆向变化，变换器都工作在PWM全桥状态。

如图8所示，U311为四二输入或门，U309为四二输入与门，5Vref为5V基准电压。四二输入或门U311和四二输入与门U309组成本发明的逻辑运算电路，图中的虚线框部分为比较电路，该比较电路包括第一运算放大器U306和第二运算放大器U308，第二运算放大器U308的正向输入端作为比较电路的输入端，接收采集电路采集的反映变换器负载轻重，并经过放大处理的采集信号，第一运算放大器U306的输出端作为比较电路的输出端。

所述逻辑运算电路对移相全桥波形产生电路的输出信号和比较电路的输出信号进行逻辑运算，最终输出移相全桥波形或者PWM全桥波形；其中，移相全桥波形产生电路的输出信号包括第一输出信号OUTA、第二输出信号OUTB、第三输出信号OUTC和第四输出信号OUTD。

通过四二输入或门U311，所述移相全桥波形产生电路的输出信号分别和比较电路输出的控制信号进行或运算，相应得出第一或结果、第二或结果、第三或结果和第四或结果；通过四二输入与门U309，所述第一或结果、第二或结果、第三或结果和第四或结果分别与第四输出信号(OUTD)、第三输出信号(OUTC)、第二输出信号(OUTB)和第一输出信号(OUTA)进行与运算，最后得出移相全桥波形或者PWM全桥波形。

当运算放大器U306输出为低电平时，通过四二输入或门U311后，四二输入或门U311输出从上到下依次为OUTD、OUTC、OUTB和OUTA，再通过四二输入与门U309之后得到：G1、G4的输出波形为OUTA和OUTD相与的结果，即：图5中所示的PWMA/D信号；G2、G3的输出波形为OUTB和OUTC相与的结果，即：图5中所示的PWMB/C信号。

当运算放大器U306输出为高电平时，通过四二输入或门U311后，四二输入或门U311输出从上到下全部都是逻辑“1”，再通过四二输入与门U309之后，G1、G2、G3和G4的波形分别为OUTA、OUTB、OUTC和OUTD，依旧得到原来的信号。

如图9所示，是第一运算放大器U306输出逻辑电平与比较电路输入信号的关系图。当采集电路采集并放大采集信号后的值大于或者等于比较电路内部的第二预设值Io2时，第一运算放大器U306输出逻辑“1”，当采集电路采集并放大采集信号后的值小于或者等于比较电路内部的第一预设值Io1时，第一运算放大器U306输出逻辑“0”，若放大的采集信号值由小于或者等于第一预设值Io1开始变大，只要该放大的采集信号值处于第一预设值Io1与第二预设值Io2之间，则无论该放大的采集信号值是继续变大还是突然变小，或者是时而变大时而变小，第一运算放大器U306的输出都是逻辑“0”；若放大的采集信号值由大于或者等于第二预设值Io2开始变小，只要该放大的采集信号值处于第一预设值Io1与第二预设值Io2之间，则无论该放大的采集信号值是继续变小还是突然变大，或者是时而变大时而变小，第一运算放大器U306的输出都是逻辑“1”。理论上，第一预设值Io1与第二预设值Io2是可以相等的，但在实际中若两个相等，则在Io1＝Io2处，变换器会在移相全桥、PWM全桥间反复切换，降低变换器的可靠性，所以需要设计一个适当的回差，在工程中一般取两个预设值对应的负载电流相差1A，这样可以保证变换器在固定的负载条件下处于一个稳定的工作状态。

若移相全桥与PWM全桥的驱动切换采用DSP数字控制软件实现时，则该切换控制方法的具体过程如下：

采集电路(模拟部分)实时采集能反映变换器负载轻重的信号，对该信号进行滤波、放大实时处理后，得到对应的放大信号；DSP芯片或者DSP芯片外接的A/D转换器以一定时间间隔采集上述采集电路(模拟部分)得到的放大信号，把该放大信号输输入到DSP芯片的软件程序中实现比较电路功能的程序段或者子程序进行比较处理；

DSP芯片的软件程序中实现比较电路功能的程序段或者子程序比较该放大信号值与两个预设值的大小；为了方便描述，两个预设值分别记为第一预设值和第二预设值。其中，这两个预设值的大小关系有两种情况：一种是，第一预设值小于第二预设值；另一种是，两者相等。

第一预设值的取值范围为小于50％额定负载时对应的反映变换器负载轻重的特定信号经过滤波、放大处理后对应的值(滤波、放大处理不是必须的，一般均会采用)。

当第一预设值与第二预设值相等时：

若放大信号值大于预设值，说明变换器工作在重载的条件下，DSP芯片输出高电平给驱动电路，由驱动电路输出控制变换器工作在移相全桥状态的驱动波形，则控制变换器工作在移相全桥状态；

若放大信号值小于预设值，说明变换器工作在轻载的条件下，DSP芯片输出低电平给驱动电路，由驱动电路输出控制变换器工作在PWM全桥状态的驱动波形，则控制变换器工作在PWM全桥状态。

当第一预设值小于第二预设值时：

若所述特定信号值大于或等于第二预设值，则控制变换器工作在移相全桥状态；

若所述特定信号值小于或等于第一预设值，则控制变换器工作在PWM全桥状态；

若所述特定信号值由大于或等于第二预设值开始变小，且此后采集到的特定信号值都处于大于第一预设值而小于第二预设值的区间内，则控制变换器工作在移相全桥状态；换言之，当变换器的负载由重载向轻载方向开始变化，但在当前的负载还没有下降到轻载之前，无论变换器的负载变化方向是从重载向轻载方向变化，还是沿前述方向逆向变化，变换器都工作在移相全桥状态。其中，DSP数字控制器至少需要存储前一次采集的放大信号的值。

若所述特定信号值由小于或等于第一预设值开始变大，且此后采集到的特定信号值都处于大于第一预设值而小于第二预设值的区间内，则控制变换器工作在PWM全桥状态；换言之，当变换器的负载由轻载向重载方向开始变化，但在当前的负载还没有上升到重载之前，无论变换器的负载变化方向是从轻载向重载方向变化，还是沿前述方向逆向变化，变换器都工作在PWM全桥状态。其中，DSP数字控制器至少需要存储前一次采集的放大信号的值。

相对于数字电路来说，在模拟电路中，当设置好第一预设值、第二预设值之后，硬件电路自动完成由小于第一预设值区域向大于第二预设值区域变化、由大于第二预设值区域向小于第一预设值区域变化的辨识，不需加额外处理。