用于电压模式电动机控制器的转矩脉动减少

摘要

一种用于减少电动机控制器中的转矩脉动的系统和方法包括测量在电动机控制器的每一相处的输出电压的步骤(60)。下一步骤(61)包括确定相之间的电压失配。下一步骤(62)包括将电动机的一个相进行相接地。下一步骤(63)包括计算相的电压增益以便补偿彼此之间的电压失配。所述补偿增益可以包括增益和/或偏移量，它们是作为电动机角度的函数的方式来施加的，并且被用于产生以减少的转矩脉动驱动电动机的PWM信号。

说明书

技术领域

本发明涉及电动机控制器，更特别的是涉及减少电动机控制器中的转矩脉动的系统和方法。

背景技术

汽车是通过齿轮和连杆的系统来操纵方向的，所述齿轮和连杆的系统将方向盘的转动传送到前轮。由于汽车设计将重量转移到前轮来改善行驶平顺性和车辆操作，因此需要更多的动力来转动前轮、并提供足够的扭矩来克服在前轮和道路之间存在的摩擦。

动力转向系统被设计成能减少转向力和改善可操纵性。某些车辆使用发动机驱动的液压传动装置来放大由方向盘施加到前轮的扭矩。机械驱动的或者电驱动的泵将诸如油之类的液压用液体保持在压力下。方向盘的旋转激励阀门，该阀门向动力缸提供液体或将液体从动力缸排尽，这减少了转动车轮所需的转向力。

某些车辆经由转向齿轮，将电动机机械地耦合到转向轴。可以在速度灵敏控制器基于车辆速度改变所需扭矩来操作车辆的时候，实现可变力距辅助级(assist levels)。这种电压模式控制器系统通常是通过脉宽调制(PWM)电路来控制的，所述脉宽调制(PWM)电路驱动门电路和场效应晶体管(FET)开关。然而，电路元件(即，门和FET)中的非线性在控制器中引起电压振幅脉动，特别是当控制器以开环模式工作的时候。此外，在PWM调制指数的低值处，这些电压振幅变化产生明显不可接受的转矩脉动分量。例如，在调制波型的低振幅值处，PWM脉冲是狭窄的，门驱动或者FET中的任何非线性均将引起相当大的误差量。具体来讲，如果PWM脉冲是全值的1％，而切换频率是20kHz，则脉冲宽度是500ns。50ns的非线性可能在电动机控制器提供的电压宽度中产生10％的误差，而处于全值的10％及以上的PWM脉冲上的50ns的非线性往往在电动机控制器提供的电压宽度中产生1％或者更少的误差，而这是非常不显著的。

迄今为止，唯一的仍然是重要问题的转矩脉动分量与一阶功率级非线性(称作第一旋转频率分量)有关。与开关停滞时间和相阻不平衡相关的其他转矩脉动分量(例如二阶或三阶的非线性，分别被称作第二旋转频率或者第三旋转频率分量)已经被减少到它们不再显著地引起转矩脉动问题的程度。

因此，可取的是提供一种减少电动机控制器中的转矩脉动的系统和方法，其不一定克服之前的所有问题，但是可克服之前的大部分问题。

附图说明

将在所附权利要求书中详细阐述本发明的被认为是新颖的特征。可以通过以下结合附图作出的说明，来更好地理解本发明及其进一步的目的和优点，在所述多个附图中，相同的附图标记标识出相同的元件，其中：

图1示出根据本发明的电动机控制器的方框图；

图2示出用于在图1中的电动机控制器中产生相位调制的理想正弦波的图形表示；

图3示出图2中的理想相接地波的图形表示；

图4示出显示出转矩脉动的相接地波的图形表示；

图5图示出在由图6中的过程模拟的开式回路状态期间所测量得到的相电压；以及

图6示出断路和短路状态的流程图模拟。

具体实施方式

本发明提供了一种用于减少电动机控制器中的转矩脉动的系统和方法。具体来讲，本发明解决一阶的第一旋转频率转矩脉动分量，并且特别适于低振幅时的电压模式控制器的开环工作，在这种情况下，转矩脉动误差是最显著的。尽管此处呈现的范例针对的是电力转向辅助控制器，然而应理解的是，本发明适用于任何多相电动机控制器。

图1示出根据本发明的电动机控制器。在实践中，该电动机控制器被用于控制三相电动机17，该三相电动机17辅助转向系统21。电动机控制器包括增益补偿10，输入调制器12，相接地16，PWM发生器18，门驱动器20，通常由场效应晶体管开关22组成的反相器，电压检测器24，处理器26和存储器28。可选的是，可以纳入相位超前14，来补偿作为电动机转速的函数的信号延迟。

电压检测器电路24在电动机控制器的每一相处，向电动机17的输出电压。尽管可以通过许多应用来测量三相电压的振幅和相位，但优选的是使用反馈一个或多个电压、电流、速度或者转矩测量结果的闭环系统。因此，在某些数字的示例性实施例中，可以从电压检测器24获得三个表示瞬间调制信号的数字值。在示出的范例中使用了三相：A，B，C。然而，可以在本发明中使用任意多个相。电压检测器电路24可以是独立的电路，或者可以被并入到其他电路之一中，比如处理器26。例如，电压检测器24可以与电动机控制器的其他点连接。电压检测器24与处理器26耦接。电压检测器24或者处理器26中任一个均可被用于比较电动机控制器的不同相的输出电压，以便确定彼此之间的任何不匹配。

处理器26计算增益校正，以便校正电动机控制器的输出处的相位失配，下文中将详细说明。在本范例中，计算了三个增益校正(Gadd^A，Gadd^B，Gadd^C)，并将它们存储在存储器28中，或者存储在应用该增益校正的处理器26或增益补偿级10的寄存器中。优选的是，增益补偿级10被并入到处理器26中。在工作中，增益补偿级10输入原始的增益Gorig^A、Gorig^B、Gorig^C(即，被外部确定以便提供从电动机控制器到电力转向系统的所需扭矩辅助的增益)，并与增益校正系数Gadd^A、Gadd^B、Gadd^C相加。随后将补偿后的增益应用到输入调制12。增益级10包括寄存器，该寄存器可以依据来自电压检测器24的调制信号的振幅和相位角的变化，而被周期性地重新加载。换言之，随着增益或者增益补偿发生变化，该寄存器可以被更新。优选的是，更新被实时地进行。尽管每一相的补偿增益可以是一常数，但往往优选的是作为相位角的函数、实时地调节每一相的增益校正，下文将详细说明。

输入调制器12为电动机控制器的每一相提供正弦曲线的驱动信号，每一正弦曲线相对于360对称地分布。对于所示出的三相范例，每一相被分隔开120(被显示为用于三相系的sin(θ)，sin(θ+120)，sin(θ-120))。优选的是通过将每一相位角的正弦(sine)与各自的每一相的补偿增益相乘，来计算每一相的调制信号。标准化的数字正弦曲线模板被以查找表15的形式存储在存储器28中或者其他寄存器中，不过也可以根据需要计算这些值。这些模板被应用到输入调制器12中，并且与补偿增益相乘，以提供具有适当振幅的校正后的正弦曲线驱动信号。相接地16被应用于正弦信号，以便减少由反相电路22执行的切换量。在实践中，处理器26通过将每一工作相位中的最负相电压标准化到负电源轨，来提供相接地。下文中将详细描述与增益补偿有关的相接地。

处理器26通过对来自PWM发生器18的PWM信号进行编程，来建立反相器22的六个FET功率开关的切换序列。切换序列建立了电动机控制器的输出的期望频率和振幅。PWM发生器18产生六个脉冲串(每一相有两个互补的脉冲串)，送往门驱动20。然后，门驱动20为每一电力开关提供六个数字脉冲链(即三个互补的数字波形对)。PWM发生器18包括专用时间块，来保持门驱动20的调制频率、以及反相器22的上、下FET电力开关之间的定时间隔。专用的寄存器由于诸如永久磁铁同步电动机(PMSM)之类的电动机的电感特质，电动机相电流与施加于该相的电压之间的相位滞后将随着电动机的速度而变化。随着电动机转速增加，电动机相电流落后于所施加的相电压的量不断增加。然而，如果要产生期望的电动机转矩，电动机相电流与转角的关系必须得到保持。因此，相位超前14使用电动机转速19作为反馈信号，通过产生一个在查找表15之前被添加给电动机位置信号的超前角，来补偿与速度相关的延迟。可以经由电动机轴光电编码器或者分相器(resolver)，来直接地测量电动机位置和速度反馈19，正如现有技术中所公知的。还可以使用独立的速度反馈设备例如速度计来确定电动机转速。替代地，也可以使用实时模型估计来自于受测电动机电压和/或电流(即电动力或者磁动力)的轴角速度，来估计电动机位置和速度19，这也是现有技术中所公知的。

通常，电动机控制器的输出是使用开环过程导出的，该开环过程不对非平衡输出电压或者电流进行校正。本发明通过在开环模式期间对电动机控制器的电压输出进行平衡来解决了这一问题。当然，闭环系统被用于其他示例性实施例，其中测量或者估计流入每一相的电流，并且在必要时通过修改外加电压来平衡流入每一相的电流，从而保持平衡电流。也可以在电压环路周围采用闭环来确保外加电压中的失衡得到校正。因此，在开环模式中，针对转矩脉动，电动机控制器的输出的振幅和频率受到电压检测器24和处理器26的监控和测量。

图2示出以一系列数字级的形式存储在存储器28中的表中的理想正弦波。显示了三个波形，正弦波A 30(即sin(θ))，正弦波B 32(即sin(θ+120))，和正弦波C 34(即sin(θ-120))。作为基准，正弦波A具有零度相位处的零点交叉。这些正弦波乘以来自扭矩辅助算法的电压振幅增益和来自处理器的针对转矩脉动的补偿增益。该整体振幅对应于操纵辅助系统方向所需的扭矩辅助量。

进一步通过称作相接地的公知技术来处理可变振幅的正弦波，以便减少切换损耗，如图3中所示的理想情形。该技术基于这样的事实：电动机对于相间的差动电压、而不是对于绝对电压作出响应。因此，在每一瞬间，从每一相中减去相同的电压，直到最负电压到达负轨上为止。每一相最负为120度，并将成为相接地相。示出了三个波形，相A 31从-30度到+210度为非零，从+210度到-30度为零，相B 33从+90度到-30度为非零，从-30度到+90度为零，相C 35从+210度到+90度为非零，从+90度到+210度为零。应被注意的是，将最负相减少到负轨所需的电压随着时间和振幅而变化。因而，必须实时地计算相接地相。这一技术减少了切换损耗，因为下部的三个开关中的一个开关在120度内持续处于开的状态。否则，如果不使用本发明，则这一开关将以PWM频率来进行切换。在图3中所示的范例中，没有转矩脉动，因为所有波形都被平衡了。

一旦构造了相接地的波形，则该过程的下一步骤将产生PWM脉冲链，如上详述。在调制正弦曲线的低振幅值处，PWM脉冲是狭窄的，并且门驱动或者FET中的任何非线性均将被加上或减去电动机控制器的输出电压的宽度。例如，如果为全值增加脉冲的1％，并且切换频率是20kHz，则脉冲宽度是500ns。50ns的变化将在电动机电流方面、并继而在扭矩方面产生10％的变化。该50ns可能是门驱动中的任何两个通道之间的门驱动传播失配(propagation mismatch)的结果，或者可能是FET参数变化的结果。该50ns误差被添加给每一脉冲，无论其脉冲宽度如何。

仅仅用正弦曲线的振幅(增益)来作为校正由功率级(门驱动和FET)引入到相接地波形中的误差的补偿手段。这一限制将平衡相接地波形的需求复杂化，这是因为无法直接访问这些波形。图4中示出了典型误差，其中相接地波形之一(相A 31)具有通过比相B或者C更低的振幅来示出的偏移量，这引起电动机控制器的对于相A的电压振幅减少。测量输出电压确定了哪一相是不正确的以及它们不正确的量。由于电动机控制器通过提供相之间的差动驱动来进行工作，因此可以将相之一作为基准(即，标准化到该相)，并且最多仅仅需要对三相之中的两相进行补偿。可以看出，结果产生的转矩脉动36不仅由于振幅方面的变化而引入驱动误差，而且由于由低振幅波形所引起的零点交叉偏移而引入误差。换言之，FET切换在-30度和+210度处存在不连续性，在所述位置，零点交叉不是相符的，其中在本范例中，相A被用作基准波形。

由本发明提出的转矩脉动减少技术有两个特征：i)校正偏移量所需的增益必须是作为角度的函数来变化，以及ii)当相关的相接地波形非零并且需要被校正的时候，受到影响的相的正弦波穿过零点。由图3可以看出，当以(图2中的)原始的正弦波为基准的时候，相之一(在本范例中为相A)在+210度至-30度间隔(120度)中是接地的。由于硬件配置，可以仅仅通过改变相应的正弦曲线的振幅，来实现对于相接地波形的振幅改变。在本范例中，由于失配问题，相A(图4中的31)显示出相接地波形中的负增益偏移量。为了对其进行校正，第一实施例中的简单解决方案是对原始的正弦曲线波形添加一常数，来将该相接地的波形与剩余相(B和C)的波形相平衡。这一正弦曲线(相A)的增益增加位于-30度至+210度间隔中。一旦确定了附加增益(G_add)，则如果相应的正弦波的角度位于该240度间隔之内，则将这一值添加给原始的增益(G_orig)。

尽管增加增益将足以提高相接地波形(相A)的振幅来匹配剩余相(B和C)的波形，并从而将转矩脉动矫平50％以上，但未解决零点交叉问题，并且由于零交点不连续性，仍将存在转矩脉动问题。换言之，对于任意A而言，由于A*sin(0)＝0和A*sin(180)＝0，在原始的正弦曲线处于或者接近0或者180度的时候施加增益均不会影响该点处的波形。因此，第一实施例的简化解决方案仍伴随存在着两个问题：i)无法通过在正弦波处于/接近零振幅的时候改变增益来获得所需的偏移量；ii)因为正弦曲线是按照角度的函数来改变振幅的，因此需要可变增益。可以将相之一作为基准(即，标准化到该相)，并且最多仅仅需要对三相之中的两相进行补偿。可以看出，结果产生的转矩脉动36不仅由于振幅方面的变化而引入驱动误差，而且由于由低振幅波形所引起的零点交叉偏移而引入误差。换言之，FET切换在-30度和+210度处存在不连续性，在所述位置，零点交叉不是相符的，其中在本范例中，相A被用作基准波形。

由本发明提出的转矩脉动减少技术有两个特征：i)校正偏移量所需的增益必须是作为角度的函数来变化，以及ii)当相关的相接地波形非零并且需要被校正的时候，受到影响的相的正弦波穿过零点。由图3可以看出，当以(图2中的)原始的正弦波为基准的时候，相之一(在本范例中为相A)在+210度至-30度间隔(120度)中是接地的。由于硬件配置，可以仅仅通过改变相应的正弦曲线的振幅，来实现对于相接地波形的振幅改变。在本范例中，由于失配问题，相A(图4中的31)显示出相接地波形中的负增益偏移量。为了对其进行校正，第一实施例中的简单解决方案是对原始的正弦曲线波形添加一常数，来将该相接地的波形与剩余相(B和C)的波形相平衡。这一正弦曲线(相A)的增益增加位于-30度至+210度间隔中。一旦确定了附加增益(G_add)，则如果相应的正弦波的角度位于该240度间隔之内，则将这一值添加给原始的增益(G_orig)。

尽管增加增益将足以提高相接地波形(相A)的振幅来匹配剩余相(B和C)的波形，并从而将转矩脉动矫平50％以上，但未解决零点交叉问题，并且由于零交点不连续性，仍将存在转矩脉动问题。换言之，对于任意A而言，由于A*sin(0)＝0和A*sin(180)＝0，在原始的正弦曲线处于或者接近0或者180度的时候施加增益均不会影响该点处的波形。因此，第一实施例的简化解决方案仍伴随存在着两个问题：i)无法通过在正弦波处于/接近零振幅的时候改变增益来获得所需的偏移量；ii)因为正弦曲线是按照角度的函数来改变振幅的，因此需要可变增益。

本发明的一最佳实施例提供了进一步改进的补偿方法，其同时减少了这两个问题，如下所述。回过头来参看图3，待校正的相(在本范例中为相A)被划分为三个分立的区域：I)-30度至+30度；II)+30度至+150度；和III)+150度至+210度。为了完整性起见，在相A范围外还示出了第四范围IV+210度至-30度，在该处相A是接地的。在以下的范例中，所需的偏移量由DA表示，并且它在需要添加正偏移量的时候为正(原始减修正(original minus modified))。

在区域I和III中，没有像第一实施例中那样增加相A。代之以，将相B和C减少了所需要的偏移量。以这种方式，避免了在接近0度和180度处存在的问题。在区域I中，相C被用于产生偏移量，因为它不是最负相，并且它接近峰值。这也有助于减少使用定点查找表在接近0度处发生的舍入问题。在区域III，相B被用于产生偏移量。

在所有区域中，必须按照角度的函数来调节增益，以便维持恒定的偏移量。区域II的偏移量是单独通过相A的角度来确定的，其被表示为G_add^A。然而，在区域I和III，偏移量是角度B和C的函数，分别通过G_add^B和G_add^C来表示。

在区域I中：

G_add^B＝-ΔA/sin(θ_A+120)

其中，sin(qA+120)是正，因此G_add^B必须具有与G_add^A不同的符号，并且

G_add^C＝-ΔA/sin(θ_A+120)

在区域II中：

G_add^A＝ΔA/sinθ_A

在区域III中：

G_add^B＝-ΔA/sin(θ_A-120)

G_add^C＝-ΔA/sin(θ_A-120)

表I概括了在待校正的相接地波形的不同区域中应用的总增益加增益补偿。

表1

增益补偿

  区域  G^A  G^B  G^C  I  G_orig^A  G_orig^B-ΔA/sin(θ_A+120)  G_orig^C-ΔA/sin(θ_A+120)  II  G_orig^A+ΔA/sinθ_A  G_orig^B  G_orig^C  III  G_orig^A  G_orig^B-ΔA/sin(θ_A-120)  G_orig^C-ΔA/sin(θ_A-120)  IV  G_orig^A  G_orig^B  G_orig^C

参考图5，图2中的波形依照表I的最佳实施例得到了校正。特别关注的是区域I和III，其中相B的正弦波42和相C的正弦波44被降低，对相A中在相接地之后在0或者180度附近的任何零交点不连续性进行补偿。这减少了转矩脉动中的二阶影响。在区域II中，相A可以由其自己来补偿。区域IV是不重要的情况，相A将在该处接地。此外，在所有区域中，按照角度的函数来施加增益，从而进一步减少一阶转矩脉动的影响。因而，现在电压得到了平衡，并且结果的相接地波形如图3中的波形那样。

参看图6，本发明还包括一种用于减少电动机控制器中的转矩脉动的方法。该方法包括测量电动机控制器的每一相的输出电压的第一步骤60。下一步骤61包括确定电动机控制器的相之间的电压失配。下一步骤62包括将电动机控制器的一相进行相接地。在实践中，相接地步骤62包括将每一工作相位中的最负相电压标准化到负电源轨。下一步骤63包括计算相的补偿增益以便补偿电压失配。下一步骤64包括在存储器中存储相的补偿增益。下一步骤65包括构造PWM脉冲链来驱动电动机。

当电动机和控制器被首先连接在一起的时候，可以在装配线的末尾来执行步骤60和61。可以通过测试设备和写入存储器28的校正系数来获取相接地的电压测量结果。在一最佳实施例中，在图4中的交叉点处，即在对于总共六个读出的-90度(33和35)、30度(31和35)和150度(31和33)处，获取两个电压测量结果。为每一波形31、33和35单独地确定平均值，并且还确定总平均值。总平均值与每一独立的平均值相比较，以确定哪一波形最接近该总平均值。该最接近的总平均值波形在上面概述的校正方案中保持不变。其他两个波形被适当地调节，以便所述交叉点沿总平均值交叉点的方向移动。写入存储器的实际增益校正项是特定系统参数的函数。例如，gain_offset＝1000*(global average-crossover average)(增益偏移量＝1000*(总平均值-交叉平均值))。

在一最佳实施例中，计算步骤63包括实时地、并作为相位角的函数来调节每一相的增益。补偿增益可以包括作为角度的函数的调节增益和/或偏移量。更优选的是，计算步骤包括将电动机控制器的工作角度划分为四个区域，其中为每一区域来补偿增益。这些区域中的两个区域跨越一个相的0度和180度工作点。这些区域中的一个区域包括对该一个相的相接地，并且其他区域包含该一个相的有效区域，其中该一个相得到作为角度的函数的增益补偿。在这两个跨越区域中，剩余相则相对于两个区域中的该一个相偏移。

可以通过优选地使用可以从摩托罗拉公司获得的68HC708MP16微控制器；或者可以从Texas Instrument Inc.(得克萨斯仪器公司)中获得的TMS320C240数字信号处理器；可以从International Rectifier Inc.(国际整流器公司)中获得的IR 2130门驱动集成电路；以及可以从International Rectifier(国际整流器)中获得的#IRFP048N金氧半导体场效应晶体管，来部分地实现所述系统和方法。

这里建议的解决方案是一种节约成本的方法，其通过消除电压模式电动机控制器中的电压不平衡来减少转矩脉动，而没有添加任何额外的电路，并且仍然满足在低相电压振幅时的非常严格的性能标准。其基于表征每一模块的输出电压测量结果，并以每一相为基础来校正问题。实验数据验证了本发明的该校正技术将第一旋转频率转矩脉动分量减少了超过50％，从而减少了产品中的控制器失步(fallout)。

尽管本发明详述了一种电力转向系统的构造，然而本发明也可以另外应用于任何多相电动机控制器系统。在电动机由电压电源驱动的许多应用中，关闭电流环路来调节提供给电动机的相电流。在该情况下，是通过该电流环路来补偿相电压不平衡和结果电流不平衡的。在不使用闭合电流的应用中，常常使用闭合电压环路来确保均匀的相电压被施加于电动机。在既不使用闭合电流也不使用电压环路的应用中，可以使用本发明来减少转矩脉动问题。尽管已经参考其具体实施例具体地示出和描述了本发明，但是本领域中的技术人员应理解的是，可以作出各种改变，以及用等效物替代它的元件，而不会背离本发明的完全范围。此外，可以作出多种改进以便将具体情况或者材料适应到本发明的教导，而不脱离其实质范围。因此，本发明并不意图局限于此处公开的具体实施例，而是意图涵盖属于所附权利要求书范围的所有实施例。