多输入多输出无线装置中相位与振幅偏移作用校正的技术

摘要

本申请涉及了用于校正无线装置内的相位与振幅误配的技术，其在使用MIMO无线通信技术而与另一装置进行通信时可以维持信道对称性。在一个装置的多个发射器与多个接收器间的振幅与相位误配的校正是可藉由在所述装置的接收器路径、发射器路径或是在前述两路径中使用数字逻辑(例如在调制解调器内)而在基带上实现。在一装置中，在多个无线发射器与无线接收器路径间的振幅与相位偏移是藉由测量相位与振幅响应而决定，其中所述相位与振幅响应是指在提供一信号至所述装置的第一天线路径内的发射器并把来自于该装置的该第一天线的无线信号耦接至一第二天线路径时所发生的响应；而当时该信号是藉由与所述第二天线路径有关连的接收器而下变频，相似地，是有一个信号自所述第二天线路径而耦接至所述第一天线路径。在所述第一天线路径与其它天线路径间的两个方向上耦接一信号时取得在两者间的测量数据。在所述装置的自我校准操作或是模式过程中计算相位与振幅测量而取得相位与振幅偏移校正数值；并且在处理基带发射及/或接收信号以便补偿一装置的多个收发器路径间的相位与振幅偏移的时候，在一次运转时间操作的过程中使用所述相位与振幅偏移校正数值。对于某些无线应用或是MIMO无线运算法而言，振幅偏移的校正可能不是必须的。所述装置在其运转时可以执行自我校准模式，且在其后是可以周期性地执行自我校准。自我校准也可以在所述装置上的站中执行。

说明书

相关申请

本发明主张于2002年9月10日提出申请的美国临时性申请案第60/409,677号的优先权，依照附件，其被完全地表示于本申请中。

技术领域

本发明相关于在无线装置中相位与振幅偏移作用校正的技术，所述无线装置使用多重输入多重输出(MIMO)无线通信。

背景技术

多重输入多重输出(MIMO)无线通信牵涉到，同时地藉由多个天线中通信的几个，从一第一装置发射多个信号，以及从一第二装置的多个天线接收多个信号。各个装置具有多个发射器，用以上变频(upconvert)要被发射的信号，以及具有多个接收器，用以下变频(downconvert)于各个多个天线所接收到的信号。

在本领域中，许多多重输入多重输出(MIMO)信号处理的算法，已经为大家所熟知。有某些多重输入多重输出(MIMO)无线算法是使用有关介于两个装置间的无线信道的信息，以在各个装置中最大化接收到的信号噪声比SNR。这些多重输入多重输出(MIMO)无线算法依赖两个装置间链接的信道对称性。依赖信道对称性的多重输入多重输出(MIMO)无线算法的例子揭露在，举例来说，一般可归于美国专利申请案第10/174728号，于2002年6月19日提出申请，提请案名为“使用共有最大无线组合的天线多元性的方法与系统”(System and Method for Antenna Diversity Using Joint Maximal RadioCombining)；美国专利申请案第10/174,689号，于2002年6月19日提出申请，提请案名为“使用均等能量共有最大无线组合的天线多元性的方法与系统”(System and Method for Antenna Diversity Using Equal Power JointMaximal Radio Combining)；以及美国专利申请案第10/064,482号，于2002年7月18日提出申请，提请案名为“使用时域信号处理的共有最大无线组合的方法与系统”System and Method for Joint Maximal Radio CombiningUsing Time-Domain Signal Processing)。这些算法大大地增加接收到的信号噪声比SNR，并且借着这样做，而扩大装置可与其它装置通信的范围。

当一装置在链接上的发射器与接收器的路径步行等时，将丧失信道的对称性，如此一来，降低所述重输入多重输出(MIMO)无线算法性能。由于在各个天线路径中的发射器以及接收器的模拟电路非理想化，导致介于数据转换器以及位在一装置的各个天线路径中的天线间，在振幅(得到的)与相位响应的误配，将可能导致信导响应变得不对称。

为了彻底地利用依赖介于两个装置间于链接上的信道对称性的多重输入多重输出(MIMO)无线算法的好处，是需要一技术用以在各个装置的多重输入多重输出(MIMO)无线链接的相位与振幅偏移作用上作校正。这些技术对于当一装置在其链接上具有一多重输入多重输出(MIMO)无线，而另一个装置具有一信号天线或是切换式多元天线系统时，同样的是很有用的。

发明内容

简单地来说，为了当与另一个依赖信道对称性多重输入多重输出(MIMO)无线通信技术的装置通信时，保持信道的对称性，而提供了用以在一装置中去校正相位与振幅误配(同样也可说是在这里面被提及的偏移或是不平衡)的技术。在一装置的多个发射器与多个接受器中去校正振幅与相位的误配，可以使用于所述装置的接收器路径上、发射器路径上或是两个路径上的数字逻辑(例如在一调制解调器内)，而在基带上被完成。在一个装置中，振幅与相位的偏移，是藉由当提供一信号给位于所述装置的一第一天线路径中的一发设器，并且从一第一天线偶合所述无线信号到所述装置的一第二线路径中，所述信号于所述的位置藉由与所述第二天线路径连结的一接收器而被下变频(downconvert)时，测量振幅与相位的响应，以及同样地当从所述第二天线路径偶合到所述第一天线路径中时，测量振幅与相位的响应，而在多个无线发射器与接受器路径中被决定。当在两个方向都偶合一信号于两者间时，得到介于所述第一天线路径与各个其它的天线路径间的测量值。在所述装置一自我校正运作或是一模式期间，借由计算振幅与相位的测量值，而得到振幅与相位偏移的校正值，并且当处理基带发射以及/或是接收信号以补偿于一装置的多个发射器路径间的振幅与相位偏移时，在一执行期间的运作或是一模式的期间中，使用所述振幅与相位偏移的校正值。对于某些无线施行或是多重输入多重输出(MIMO)无线算法来说，振幅偏移的校正可能是不必要的(或是非必须地)。所述装置可能在装置电源开启时，执行自我校正模式，在这之后周期性的重复执行。自我校正也可能在装置上的站上实行。

当如同此处所述般校正的一个第一装置与一个同样地被校正的第二装置通信时，介于所述第一装置传送器路径的数字输入(DAC input)到所述第二装置接收器路径的数字输出(ADC output)间的信道响应，是对称于介于所述第二装置传送器路径的数字输入(DAC input)到所述第一装置接收器路径的数字输出(ADC output)间的信道响应。所以，介于两个装置间的信道响应于基带信号处理层级上是对称地，这对于依赖信道对称性的多重输入多重输出(MIMO)无线算法来说是令人满意地。

这些技术对于单载波调制系统与多载波调制系统同样都是有用的，例如正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系统。

当同时参考系列说明以及其相对应的图标时，本发明的优点将变得更明显。

附图说明

图1是两个通信装置彼此使用多重输入多重输出(MIMO)无线技术互相通信的框图。

图2是一装置的更详细框图，并且显示于多个无线发射器与接收器中相位偏移的来源。

图3是一使用技术去校正所显示的相位偏移的通信装置的一常见框图。

图4是一使用单载波或是正交频分复用(OFDM，Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)系统的所有的通滤波器与排比矩阵的装置的框图，在这个装置中，相位与振幅的偏移被校正。

图5是一使用正交频分复用(OFDM，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)系统的排比矩阵的装置的框图，在这个装置中，相位与振幅的偏移被校正。

图6是一框图，显示对一装置中的接收路径、发射路径或是两个路径上如何对偏移作校正。

图7是一框图，显示发射与接收路径间一低通滤波器如何可被共享以简化校正或是校正。

图8是一轮廓图，显示当没有作校正时导因于振幅与相位的偏差在链路中的平均损失。

具体实施方式

首先参考图1，将说明在一NxM多重输入多重输出(MIMO)信道中，振幅与相位误配的作用。L₁与L₂分别表示来自一第一装置100，也就是说，一接入点(AP)到一第二装置200，也就是说，一基站(STA)与来自一基站(STA)到一接入点(AP)的信道响应矩阵。一对称的多重输入多重输出(MIMO)信道具有L₁＝L₂^T的特性。

装置100具有N个天线110(1)到110(N)，而装置200具有M个天线210(1)到210(M)。所以，装置100具有N个发射路径与N个接收路径，而装置200具有M个发射路径与M个接收路径。与各个于装置100中的发射路径有关的有一数字模拟转换器(DAC)115(1)到115(N)，其转换一数字基带信号为一模拟信号用以藉由天线110(1)到110(N)中相对应的一个发射。与各个于装置100中的接收路径有关的有一模拟数字转换器(ADC)130(1)到130(N)，其转换一接收的模拟信号为一数字基带信号。同样地，在装置200中，具有一DAC220(1)到220(M)于各个发射路径中，以及一ADC230(1)到230(M)于各个接收路径中。再者，装置100具有一个调制解调器140，而装置200具有一个调制解调器240。所述调制解调器140与240是处理器，在集成电路中(ASICs，application specific integrated circuits)可藉由数字逻辑闸被履行。

对于室内无线通信系统，例如，一IEEE 802.11x无线局域网络(WLAN)，在其中一群网络端点使用载波感应多重存取(CSMA)在相同的载波频率来交换数据，在任何两个端点间的信号感应当然是对称的，但只有在它们的天线数组间。例如，在第一装置100的第一发射路径上介于DAC 115(1)与天线110(1)间的振幅与相位感应通常与相同的装置100的一第一接收路径上介于天线110(1)与ADC 130(1)间的振幅与相位感应有所差异。除此之外，在第一装置100的第二发射路径上介于DAC 115(2)与天线110(2)间的振幅与相位感应通常与第二装置200的一第一发射路径上介于DAC 220(1)与天线210(1)间的振幅与相位感应有所差异。为了表彰根据信道的对称幸而进行的MIMO无线算法，所述的信道在基带下进行响应，其中所提供给MIMO无线演算计算式的响应必须是对称的。因此，所述的信道的整个非数码部分(例如，从DAC输入到发射路径再到接收器路径的ADC输出)的振幅与相位响应的效应必须加以考虑，而且也包含在每一DAC与所对应的天线间的发射器组件的振幅与相位响应，以及在一天线与对应的ADC间的接收器组件的振幅与相位响应。

随着振幅与相位的不协调，所述的信道响应矩阵，如同由调制解调器140与240的逻辑中看到的，修正如下：

装置100到装置200：L₁＝B₂HA₁

装置200到装置100：L₂＝B₁H^TA₂

其中A₁、A₂为表示分别由在装置100与装置200的发射器所引起的相位与振幅不平衡的对角矩阵，而B₁、B₂则表示分别由在装置100与装置200的接收器所引起的相位与振幅不平衡的对角矩阵，其中：

     A₁＝diag(α₁₁e^jφ11，...，α_1Ne^jθ1N)

     A₂＝diag(α₂₁e^jφ21，...，α_2Me^jθ2M)

     B₁＝diag(β₁₁e^jφ11，...，β_1Ne^jθ1N)

     B₂＝diag(B₂₁e^jφ21，...，β_2Me^jθ2M)

在每一装置的发射与接收路径上所述的相位与振幅效应以对角矩阵A₁、A₂与B₁、B₂的对应值来表示。揭露于前面所述的共同待决的发表文件中的一种MIMO无线算法的第n阶叠代的发射权重表示如下：

     W_T，AP，n＝γ_n(L2^*L1)ⁿW_T，AP，0

     W_T，STA，n＝ρ_n L₁^*(L2L1^*)ⁿW^*_T，AP，0

其中，γ_n与ρ_n为调制因子用以将所述的发射功率标准化到一单位。从式中可以看出所述的权重经由一功率分别叠代到L₂^*L₁与L₁^*L₂的主要的特征向量而收敛。

请参照图2所示，其表示一装置100(具有N个天线)的更详细说明以用来解释相位效应的来源。途中具有多个无线接收器，每一无线接收器与对应的多个天线100(1)到110(N)中的其中一个有关。每一无线接收器包含与所述的多个天线，从i＝1到N所对应的其中一个天线有关的一发射器120(i)以及一接收器135(i)。所述的无线发射器120(i)转换由相关联的DAC115(i)所提供的一基带信号到一无线频率信号，以提供一对应天线110(i)的传送。所述的接收器135(i)转换经由一对应的天线110(i)所检测的一无线频率信号。可能会有多个无线收发器与一MIMO无线有关。

包含于每一发射器120(i)与接收器135(i)内的组件可能会根据所使用的无线架构的种类，例如，外差式或直接转换式，而有所差异。举例来说图2只表示可用于直接转换架构上的组件，但必须了解的是，其中所描述的校正技术的概念能可以用于任何类型的无线架构。例如，图2表示每一发射器1205(i)包含一转换混合器150(i)、一功率放大器165(i)以及其它各式各样的组件。而每一接收器，例如在其它组件中，则包含一低杂信放大器167(i)以及一转换混合器155(i)。与每一天线110(i)有关的一开关137(i)选择所述的发射器120(i)或接收器135(i)是否连接到所述的天线。在所述的基带侧，具有在发射路径上介于DAC 115(i)与发射器120(i)的RF部分的一低通滤波器125(i)，以及在接收路径上介于所述的ADC 130(i)与所述的接收器135(i)间的一低通滤波器127(i)。

如同图2所示，多个接收器与多个发射器可以执行于一单一半导体集成电路(IC)。一完全整合的MIMO无线已揭露于2002年10月11日请的、共同待决的美国专利申请号No.10/065,388中，该案的揭露内容以列为本申请的参考文献。因此，一MIMO无线可能由多个个别的无线接收器或一于其上执行多个接收器的单一的集成电路所组成。

相位效应的来源φ_1Tx、φ_1Rx、φ_NTx、φ_NRx也许会包含在每一路径的混合器150(i)与155(i)的局部振荡相位的差值，以及在其它无线组件间的小群体的延迟差值。相位偏移可能会因处理过程、电压与温度等而产生变化。在无线(RF)频率组件间的群体延迟差值τ_RF Tx(1)、τ_RF Rx(1)到τ_RF Tx(N)、τ_RF Rx(N)可以达到几十个兆分之一秒(picoseconds)的数量级，而且造成对整个操作的频带产生相当缓慢变化的相位偏移。例如，一50ps群体延迟偏移在5.15GHZ造成一92.7度相位偏移，以及在5.35GHZ造成一96.3度相位偏移。因此，这些类型的偏移可以操作的每一频带的一频率来校正。在外差式无线架构中，中间频率(IF，intermediate frequency)组件(例如，没有表示于图上的IF滤波器、AGC放大器)间的群体延迟差异可能会较RF群体延迟偏移大上1个或2个数量级程度上的差异，因此造成的相位偏移使频带上更快速地产生差异。因此，对使使用IF组件设计的每一无线信道可能需要校正。在基带组件上(例如，低通滤波器、在ADCs与DACs间的管线因素的差异)的群体延迟差异τ_BBTx(1)、τ_BB Rx(1)到τ_BB Tx(N)、τ_BB Rx(N)，对于IEEE 802.11x信号基带来说，约为nanoseconds的数量级，因此可以造成更巨大的相位改变因而使一信道的基带内产生变异。

一个可以确保所述的根据信道的对称性的MIMO无线算法的最佳性能的方法在于校正每一装置以确保在校症候的信道的对称性。在某些情况中，这与相位与振幅的校正有关，而在其它情况下，只与相位偏移有关。例如，从揭露于前面所述的待决的指定参考文献中的仿真已经证明等功率的MIMO无线演算优于非等功率的MIMO无线演算，因为所述的等功率的MIMO无线演算可以免除相对较大的振幅偏移。

一般来说，在每一装置的发送侧的校正可以藉由执行所述的一校正矩阵C＝diag(c₁，...，c_N)的发射权重来达成，其中，c₁＝γ₁exp(jχ₁)，...，c_N＝γ_Nexp(jχ_N)，其中，γ_i为振幅校正组件而χ_i为相位校正组件。所述的修正信号响应矩阵变成L₁＝B₂HA₁C₁与L₂＝B₁H^TA₂C₂。

一可以确保在连接上的信道的对称性的充要条件为

B₁＝A₁C₁以及B₂＝A₂C₂                (1)

这个情况可以保证一对称的信道，因为

L₂^T＝(B₁H^TA₂C₂)^T＝B₂^THA₁^TC₁^T＝B₂HA₁C₁＝L1

回头请参阅图1，将条件(1)写成用于一N×M对称的MIMO无线信道的一等效的方法为：

γ₁₁α₁₁/β₁₁exp[j(χ₁₁+θ₁₁-φ₁₁)]＝γ₁₂α₁₂/β₁₂exp[j(χ₁₂+θ₁₂-φ₁₂)]＝...＝γ_1Nα_1N/β_1Nexp[j(χ_1N+θ_1N-φ_1N)]；以及

γ₂₁α₂₁/β₂₁exp[j(χ₂₁+θ₂₁-φ₂₁)]＝γ₂₂α₂₂/β₂₂exp[j(χ₂₂+θ₂₂-φ₂₂)]＝...＝γ_2Mα_2M/β_2Mexp[j(χ_2M+θ_2M-φ_2M)]，其中θ与φ分别表示装置100与200的传送器与接收器相位响应，而α与β则是分别表示装置100与200的传送器与接收器的振幅响应。而图1中所示的下标i、j分别表示装置i(装置1代表装置100或装置2代表装置200)，以及装置i的第j个天线(或对应的天线路径)。

另一个写成条件(1)的等效方法为：

对于振幅：

γ₁₁α₁₁/β₁₁＝γ₁₂α₁₂/β₁₂＝...＝γ_1Nα_1N/β_1N；以及

γ₂₁α₂₁/β₂₁＝γ₂₂α₂₂/β₂₂＝...＝γ_2Mα_2M/β_2M；

对于相位：

     [χ₁₁+θ₁₁-φ₁₁]＝[χ₁₂+θ₁₂-φ₁₂]＝...＝[χ_1N+θ_1N-φ_1N]；以及

     [χ₂₁+θ₂₁-φ₂₁]＝[χ₂₂+θ₂₂-φ₂₂]＝...＝[χ_2M+θ_2M-φ_2M]

线性独立的方程式2(N-1)与2(M-1)需要具体说明分别用于第1侧与第2侧的情况：

[χ₁₁+θ₁₁-φ₁₁]＝[χ₁₂+θ₁₂-φ₁₂]；γ₁₁α₁₁/β₁₁＝γ₁₂α₁₂/β₁₂

[χ₁₁+θ₁₁-φ₁₁]＝[χ₁₃+θ₁₃-φ₁₃]；γ₁₁α₁₁/β₁₁＝γ₁₃α₁₃/β₁₃

…

[χ₁₁+θ₁₁-φ₁₁]＝[χ_1N+θ_1N-φ_1N]；γ₁₁α₁₁/β₁₁＝γ_1Nα_1N/β_1N；

[χ₂₁+θ₂₁-φ₂₁]＝[χ₂₂+θ₂₂-φ₂₂]；γ₂₁α₂₁/β₂₁＝γ₂₂α₂₂/β₂₂

[χ₂₁+θ₂₁-φ₂₁]＝[χ₂₃+θ₂₃-φ₂₃]；γ₂₁α₂₁/β₂₁＝γ₂₃α₂₃/β₂₃

[χ₂₁+θ₂₁-φ₂₁]＝[χ_2M+θ_22M-φ_2M]；γ₂₁α₂₁/β₂₁＝γ_2Mα_2M/β_2M

上面所述的方程式在用于连结上的一装置，例如，在N侧的装置，可以重写如下：

      [χ₁+θ₁-φ₁]＝[χ₂+θ₂-φ₂]；γ₁α₁/β₁＝γ₂α₂/β₂

      [χ₁+θ₁-φ₁]＝[χ₃+θ₃-φ₃]；γ₁α₁/β₁＝γ₃α₃/β₃

     …

     [χ₁+θ₁-φ₁]＝[χ_N+θ_N-φ_N]；γ₁α₁/β₁＝γ_Nα_N/β_N    (2a)

在一些代数操作后，方程式(2a)可以等效地改写如下：

[χ₁+θ₁-φ₂]＝[χ₂+θ₂-φ₁]；γ₁α₁/β₂＝γ₂α₂/β₁

[χ₁+θ₁-φ₃]＝[χ₃+θ₃-φ₁]；γ₁α₁/β₂＝γ₃α₃/β₁

…

[χ₁+θ₁-φ_N]＝[χ_N+θ_N-φ₁]；γ₁α₁/β₂＝γ_Nα_N/β₁         (2b)

在方程式(2a)与(2b)中，所示的第一下标的落下是用来表示没有遗落普遍性，这两个方程式可以用于其中一侧的连结。为了确保信道的对称性，等效地方程式(2a)或(2b)的关系必须维持在连结上的两个装置。这两个方程式(2a)与(2b)的关系叙述如下。提供某一种基本的命名方式。针对每一天线，在一装置上具有一对应的发射器用以转化由天线所发射的一信号，以及一对应的接收器用以转换由天线所接收的信号。除此之外，每一天线在发射与接收方向上都具有一对应的天线路径。从发射器的输入到它对应的天线的输出的信号路径可以与该天线的发射路径有关。同样的，从一天线的输入到所对应的接收器的输出的信号路径也可以与该天线的一接收路径有关。相位与(选择)振幅偏移校正值是应用于和该多个天线有关的每一天线路径的信号(在发射路径方向，接收路径方向，或该两个方向)。

描述该方程式(2a)关系的一个方法是在一装置中，(a)从一发射器的一输入至其对应天线的输出的该振幅与相位响应及(b)从该天线的该输入至其对应接收器的该输出的该振幅与相位响应的差，对所有的天线(N为天线装置i＝1至N)来说，都是相同的(并且是固定的)。描述该方程式(2b)关系的一个方法是在一装置中，从关于一天线(例如天线1)的一发射器的一输入至关于另一天线(例如天线i)的接收器的输出的该振幅与相位响应，是相等于(b)从关于天线i的发射器的输入至关于天线1的接收器的输出的该振幅与相位响应，其适用于所有的天线(一N-天线装置，i＝2至N)。

该方程式(2b)的解释是建议一回送配置，将描述于下，其用以获得需要计算该校正值γi与χi的测量，以校正一装置的多个发射器与多个接收器间的该振幅与相位偏移，藉以当该装置发射与接收信号时，满足该方程式(2b)的条件。必须重申的是，满足方程式(2b)的校正值也将满足该等效方程式(2a)。

图3显示具有一MIMO无线160的装置100，其中校正值(γi与χi)被计算，以达成该方程式(2a)或(2b)的条件。调制解调器140包含一产生用于分级测量程序的信号的分级计算方块145，以执行测量并计算与储存该校正值。该调制解调器140亦具有一校正方块147，其将校正值用于该基带发射信号或发射权重，或用于该基带接收信号，或用于该基带发射信号与该基带接收信号两者，以达成一理想网络校正。有许多技术可产生该分级参数，并应用该等参数，如下所述。一控制器处理器170，例如一微处理器，可产生一耦合至调制解调器140的信号，以在该装置的初始通电时，初始化一自我分级模式，及/或在的后定期地或间歇地，以更新该分级参数。每一依赖与另一装置的一对称连结的装置，将以类似方式自我分级。该校正值在此亦称为对位值，及/或分级参数。

当可变增益放大器使用于该接收器及/或该发射器时，分级能考量到关于这些组件的应用增益设定的相位改变。一技术是决定接收器与发射器组件的该相位对增益设定关系，并储存调制至该内存165的无增益校正值中(例如在一表中)，或可替代地，在该调制解调器140的该数字逻辑中硬编码该调制值，如图3所示。该等校正值的该等无增益调制可一次在工厂里产生，而然后在该字段的该装置的一运转时间操作或模式中，该调制是根据该装置的现行增益设定而使用；。可替代地，该校正值的无增益调制可于一自我分级模式或操作中，在该字段中进行计算。无增益校正值可于一装置的一自我分级模式中，在该字段及或在该工厂中进行计算。该校正值的无增益调制可使用下述关于图4及图5的技术，而在每一增益设定产生(在该工厂或在该字段)。

该分级逻辑是位于该调制解调器140中，因为该调制解调器是典型地以一处理该基带信号的ASIC的数字逻辑闸来实现。可理解的是，对于某些应用来说，或随着可携式或嵌入式应用的微处理器性能的进展，该分级逻辑可以储存或编码于一处理器只读内存媒体的软件来实现，并经由该处理器170来执行(其亦执行该调制解调器逻辑)。

在执行一分级通话后，当处理基带发射信号及/或基带接收信号以达成方程式(2a)或(2b)的条件时，是使用校正值。当以该等条件分级的一第一装置与一以类似条件分级的第二装置进行通信时，该第一装置的该发射路径的该数字输入(DAC输入)与该第二装置的该接收路径的该数字输出(ADC输出)间的信道响应，是对称于该第二装置的该发射路径的该数字输入(DAC输入)与该第一装置的该接收路径的该数字输出(ADC输出)间的信道响应。因此，该两个装置于该基带信号处理层的间的信道响应是对称的，其对于依赖信道对称的MIMO无线算法来说是理想的。

对于相对较大的群组延迟偏移(通常由基带发射器及/或接收器组件所引起)，发射路径间的相位误配将在该发射信号的基带内变化，因此需要在频率内变化的相位对位。如图5所示并叙述于下，对于多载波调制系统而言，例如正交分频多任务(OFDM)系统，其可经由使用在该发射器，该接收器，或两者中每一OFDM子载波的不同相位对位矩阵C(k)来达成。另一方法显示于图4并叙述于下，其使用(1)在该发射器，接收器或两者中的一全通滤波器(例如一再取样器)，及(2)频率非选择相位校正值(一单频独立校正矩阵)来补偿宽频相位偏移，以对位每一发收器路径的该群组延迟。例如，该取样器可为一猪型(farrow)再取样器程序。

请参阅图4，一能进行MIMO无线通信的n天线装置(例如图3的装置100)的相关部份显示于图4中，其振幅与相位偏移的校正被执行。图4的方法对单载波或多载波调制系统是有用的。该调制解调器140包含该分级计算方块145及该校正方块147。该校正方块147包含全通滤波器180(1)至180(N)及多任务器190(1)至190(N)。该等多任务器190(1)至190(N)应用该单一(频率-非选择)校正矩阵C＝diag(c₁，...，c_N)的对应组件，其中Ci定义为γiexp(jχi)，以补偿相位偏移与振幅偏移。相位校正值γi的组件将更详细地叙述于下。

图4的方法执行该调制解调器的该接收器部份的该基带群组延迟对位。该方法为一闸计数观点，因为一全通滤波器(例如一再取样器)必须用于多数接收器调制解调器结构，以作为数据时序回复，且有益于单载波系统，例如IEEE 802.11b，但亦适用于多载波系统，例如OFDM系统。以下关于图6的叙述，实现该全通滤波器及多任务器的数字逻辑闸可在该发射器路径中，接收器路径中，或该两者路径中，以补偿振幅与相位偏移。

该等多任务器190(1)至190(N)可为与在上转及发射前，应用该发射权重WT至该基带发射信号的多任务器相同。在本例中，该发射权重W_T(一多)乘以该对角矩阵C的该对应组件c_i。

接下来执行一程序，以产生一图4的N天线装置的该分级参数。该分级计算方块145包含该逻辑，以执行该分级程序，并产生该等全通滤波器180(1)至180(N)及该等多任务器190(1)至190(N)的该分级参数。

步骤1。一频率合成器195调制至利益无线频带中的一已知频率信道。该调制解调器产生一耦合至与天线110(1)(天线路径1)连接的该dac115(1)的基带连续波(CW)调e^2πjφkt，以经由天线110(1)至发射器120(1)来进行发射。并使用一电缆或一越过空中连结，天线路径1的该发射RF输出是回送至该天线110(2)(天线路径2)的该RF输入。天线路径1中的该DAC115(1)的输入的信号与天线路径2中的该ADC130(2)的输出的信号间的一第一相位差，是测量于一些频率上(例如f_k＝{-3f_s/8，-f_s/8，f_s/8，3f_s/8}，其特征在于fs＝符号率)。一般说来，测量于足够跨越该基带信号的频宽的频率处执行。该第一相位差φ₁₂(k)＝[θ₁(k)+φ₂(k)+φant(1，2)]，其中θ₁(k)与φ₂(k)分别代表在频率f_k处经由发射器120(1)与接收器135(2)的相位移位，而φant(1，2)则代表天线110(1)与天线110(2)间的该越过空中或电缆连接的相位移位。此外，该ADC130(2)的输出的信号的一第一振幅γ₁₂(k)于每一频率f_k处进行测量。

步骤2。使用天线路径2来作为该发射器，并使用天线路径1来作为该接收器来重复步骤1，以测量一第二相位差ψ₂₁(k)＝[θ₂(k)+φ₁(k)+φant(1，2)]，并测量每一频率f_k处的该ADC130(1)的输出的信号的一第二振幅γ₂₁(k)。

在上述步骤1与步骤2中，因为从一天线路径传送至另一天线路径的信号在被接收前将不会经历足够的衰减，故接收路径中的(低噪声)放大器可关闭，或其增益设定可降低(下降)，，因此该接收信号并会损坏该接收路径中的混合器与其它组件。

步骤3。同频群组延迟偏移或天线路径1与天线路径2间的误配使用以下方程式来估算：

δτ₂＝-(1/2π)*跨越频率f_k的点{(f_k，ψ₁₂(k)-ψ₂₁(k))}间的一最佳线的斜率。

步骤4。宽频相位偏移或天线路径1与一天线路径2间的误配使用以下方程式来估算：

δθ₂＝y-跨越频率f_k的点{(f_k，ψ₁₂(k)-ψ₂₁(k))}间的一最佳线的截距。

振幅误配γ₂是估算自一跨越频率f_k的第一与第二测量振幅，亦即{(f_k，γ₁₂(k)/γ₂₁(k))}，的比率的一平均值。

步骤5，步骤1-4是于天线路径1至i间重复，以从跨越频率f_k-的点{(f_k，ψ_1i(k)-ψ_i1(k))}中计算出群组延迟偏移δτ_i与宽频相位偏移δθ_i，并从{(f_k，γ_1i(k)/γ_i1(k))}中计算出振幅偏移γ₁，其中i＝3，...，N。δτ₁，...，δτ_N，δθ₁，...，δθ_N，及γ₁，...，γ_N是储存为分级参数或校正数值，其特征在于对于连接于该第一天线的该天线路径来说，该群组延迟偏移δτ₁＝0，该宽频相位偏移δθ₁＝0，而该振幅偏移γ₁＝1。δτ_i的单元为具有一适当取样率的取样。

在步骤6中，在无线电收发器路径中的带内群时延(in-band group delay)失配可以在正常操作的期间中进行校正，这是藉由在接受器路径i中使用显示在图4中的全通滤波器，其中i＝1，...，N，而创造出δτ_i取样的群时延。其中δτ_i＞0是隐含着时延，而δτ_i＜0是隐含着提前。在无线电收发器路径中的宽带相位偏移(可选择为振幅偏移)可以借着将发射加权或是基带发射信号乘上对角线的演算矩阵C而被移除，其中：

c₁＝1

c₂＝γ₂exp(jδθ₂)

c₃＝γ₃exp(jδθ₃)

…

c_N＝γ_Nexp(jδθ_N)

如果不执行振幅偏移校正，于是对所有的i，其γ_i＝1

在步骤7中，如果必要，可以在RF带内的多重信道内重复步骤1至6以对缓慢变化相位偏移负责，通过天线和/或耦合电缆的相位偏移不会影响数值计算的任何结果。而在每一信道的校正值可进行储存，或是各自独立信道的校正值的集合可以储存与相关信道调制对在每一信道中校准参数的各自独立信道集合也可以储存。

图4的程序可以借着使用多重载波调制信号进行改良，例如一个OFDM信号来代替在频率f_k的多重音调。再则，如上面所描述的程序可以广义的延伸到多重载波调制方案(scheme)，如OFDM，其中取代通过单一载波基带信号在频率f_k所进行的相位差测量，测量是在一多重载波基带信道的多个次载波k(无须所有的次载波k)所执行的，并如前面所描述的有效率的执行线性分析(斜率和y截距的数值计算)。

总结而论，在对应于天线i＝1到N的天线路径中计算出偏移值，其中对应的宽带相位偏移值δθ_i和对应的带内群时延值δθ_i是从通过单一基带信号宽带的频率f_k所导出的序列{ψ_1i(k)-ψ_i1(k)}而估计出的，其中ψ_1i(k)是在频率f_k中关联于第一天线的发射器输入和关联于天线i的接收器输出间的相位差(也被称为第一相位差)，而ψ_i1(k)是在频率f_k中关联于天线i的发射器输入和关联于第一天线的接收器输出间的相位差(也被称为第二相位差)，其中δθ₁＝1＝δτ₁，而对应的振幅偏移γ_i是从前面所描述的振幅定量所计算出。

使用相位(可选择是振幅)偏移是由前面所描述关联于图4的校准数值计算方块所计算出，在调制解调器140的校正方块147可以藉由对应校正值来处理(像是相乘动作)多的基带发射信号(或发射加权)及/或多的基带接收信号，于是可以校正在多个发射器和多个接受器间的相位振幅差，以便当信号由多个发射器发射时及/或信号由多个接收器接收时，在(1)来自一发射器的输入到对应天线的输出的相位响应以及(2)来自所述天线的输入到对应接收器的输出的相位响应间的差是对多个天线中的每一个都是相同的(即所有天线路径是固定的)。

特别地，当对(宽带)相位偏移进行校正时，所述调制解调器140藉由对应的宽带相位偏移校正值来处理多的基带发射信号及/或多的基带接收信号，于是可以达到一净相位偏移校正是等于关联于i＝1到N的天线i的天线路径所计算出的宽带相位偏移。相同地，当对振幅偏移进行校正时，所述调制解调器140(使用所述校正方块147)藉由对应的振幅校正值来处理多的基带发射信号及/或多的接收信号，于是可以达到一净振幅偏移校正是等于关联于i＝1到N的天线i的天线路径所计算出的振幅偏移。除此之外，当对带内相位偏移进行校正时，所述调制解调器140藉由对应的群时延相位偏移校正值来处理多的基带发射信号及/或多的基带接收信号，于是可以达到一净群时延偏移校正是等于关联于天线i＝1到N的天线路径所计算出的群时延偏移。

图5是表示在适用于如OFDM的多重载波调制计划的办法。所述校正方块147包括多的乘法器197(1)到197(N)，采用发射定位或是校正矩阵C_k在每个OFDM次载波k中去移除相位与选择性的振幅偏移。所述乘法器197(1)到197(N)可以是应用在利用发射加权W_Ti(其中i＝1到N)发射到基带发射信号的相同乘法器。而产生发射定位矩阵C_k的技术如下：

步骤1：频率合成器194在有兴趣的无线频率带中以调制到已知频率信道。一基带OFDM信道是在天线路径1中通过DAC 115(1)而使用已知的BPSK调制图案与使用不是电缆就是通过空中(over the air)连结而进行发射，使得信号从天线路径1的天线110(1)到天线路径2的RF输入成为环圈。第一相位差借着在每个OFDM次载波中天线路径1的DAC 115(1)的输入和天线路径2的ADC 130(2)的输出而测量出。第一相位差ψ₁₂(k)＝[θ₁(k)+φ₂(k)+φ_ant(1，2)]，其中θ₁(k)和φ₂(k)是分别表示在第k个OFDM次载波中通过天线路径1的发射器和天线路径2的揪收器的相位移位，而φ_ant(1，2)表示在天线110(1)和天线110(2)两者任一方向间通过空中或是电缆连结的相位移位。另外，在ADC 130(2)的输出中，信号的一第一振幅γ₁₂(k)可以测量出来。

步骤2：使用天线路径2作为发射器与使用天线路径1作为接收器而重复步骤1，用以测量出一第二相位差ψ₂₁(k)＝[θ₂(k)+φ₁(k)+φ_ant(1，2)]以及测量出在ADC 130(2)的输出中的信号的第二振幅γ₂(k)。

步骤3：在天线路径1与天线路径i(i＝3到N)间重复步骤1和步骤2，用以测量出第一相位差ψ_1i(k)和第二相位差ψ_i1(k)以及第一和第二振幅γ_i1(k)和γ_1i(k)。

步骤4：对角线的相位定位或是校正矩阵C(k)的计算如下：

c₁(k)＝1

c₂(k)＝γ₂(k)exp(j[ψ₁₂(k)-ψ₂₁(k)])＝γ₂(k)exp(j[θ₁(k)+φ₂(k)]-[θ₂(k)+φ₁(k)])

c₃(k)＝γ₃(k)exp(j[ψ₁₃(k)-ψ₃₁(k)])＝γ₃(k)exp(j[θ₁(k)+φ₃(k)]-[θ₃(k)+φ₁(k)])

…

Cc_N(k)＝γ_N(k)exp(j[ψ_1N(k)-ψ_N1(k)])＝γ_N(k)exp(j[θ₁(k)+φ_N(k)]-[θ_N(k)+φ₁(k)])

其中γ₁(k)是从已测量的第一和第二振幅的比例来计算出，即是(γ_1i(k)/γ_i1(k))，而γ₁＝1。矩阵C(k)的数值可以作为校准参数而储存，矩阵C(k)的挑选是对所有k满足对称情况(3)。在无线电收发器路径中相位偏移以及选择性的振幅偏移可以借着在每个次载波中将在次载波k的数据符号乘上对角线的定位矩阵C(k)。因此，不特别的显示在图5中，乘法器197(i)包括乘法器数组在所有的次载波k中执行C_i(k)的乘法。

步骤5：如果有需要，可以在RF带内的多重信道内重复步骤1至4以对缓慢变化的相位偏移负责，通过天线和/或耦合电缆的相位偏移不会影响数值计算的任何结果。

总结而论，在对包含有数值C_i(k)的每个次载波以计算出对角线偏移矩阵，其中c_i(k)＝γ_i(k)exp(j[ψ_1i(k)-ψ_i1(k)])，而i＝2到N，其中N是天线数量，和其中ψ_1i(k)是在次载波k中关联于第一天线的发射器输入和关联于天线i的接收器输出间的相位差(也被称为第一相位差)，而ψ_i1(k)是在次载波k中关联于天线i的发射器输入和关联于第一天线的接收器输出间的相位差(也被称为第二相位差)，γ_i(k)＝(γ_1i(k)/γ_i1(k))，而γ₁＝1。当在处理基带信号时，调制解调器140藉由相位偏移校正值来对每个次载波k处理多的基带发射信号及/或多的基带接收信号，于是可以达到一净相位偏移校正是等于一矩阵对角[c₁(k)，c₂(k)，...，c_N(k)，其中c_i(k)＝γ_i(k)exp(j[ψ_1i(k)-ψ_i1(k)])，以及其中ψ_1i(k)是第一相位差与ψ_i1(k)是第二相位差，而i＝2到N，且其中c₁(k)＝1。

在一些情况下，例如以下所述的状况下，可能不需要产生多载波系统的频率选择或从属校正矩阵。一个单一的频率非选择性(频率独立)校正矩阵可能有能力校正基带相移。对这些案例而言，是不需要在每个次载波k上针对每个天线路径而计算一相移偏移校正数值，各天线路径的单一偏移校正数值是是经由计算通过与多个次载波k有关连的多个点{(次载波k，ψ_1i(k)-ψ_i1(k))}的一条直线的y-截距而来，其中ψ_1i(k)是在次载波上所测量到的第一相位差异，ψ_ii(k)是在频率次载波上所测量到的第二相位差异，而其中与第一天线有关连的天线路径的相位偏移是为0。相似地，对于振幅偏移而不是针对各天线而在各次载波k而计算一振幅偏移时，对每一天线而言是自跨过多个次载波k的第一与第二振幅间的一无线平均中计算出一单一振幅偏移。这些相位差异测量不需要针对每一个次载波进行，但是需要有一定的数量以便如上所述的线性分析(y-截距)。这个程序接着是与图4所述的过程非常相近。

本申请所述的校准技术的优点是在于其不需要额外的装备。其可以藉由将逻辑埋入装置以便使该装置执行自我校准而得以实施。

另一方面来说，如果需要，本申请所述的技术在实验室中或是试验时，是可以与RF测试设备一并使用而测量在天线回路返回路径间的相位与振幅偏移，而不是与DSP逻辑一并使用。当使用测试设备时，参考信号(CW或是OFDM)是被引入无线接收器；所述信号是在基带处回路返回以便使用测试设备测量RF的相位差异。

请参阅图6，偏移校正数值是可应用在调制解调器的发射路径、接收路径或是两路径中。举例来说，当偏移c₁至c_N可以藉由参考图4与图5以及前述内容而计算出来时，校正是可藉乘法器191(i)而在接收器路径中进行，其中c_i’是c_i的倒数，而若是振幅校正并未执行，则c_i’是c_i的共轭数。另外，校正是可以在发射路径与接收器路径两着上进行，因此在天线路径中的累积或是净校正是等于针对该天线路径而计算出的对应偏移c_i。同样地，发射全通滤波器181(i)(例如：再取样器)是可用来取代接收全通滤波器，其中数值δ_τi是藉由参考前述图4的内容而计算出来，而δ_τi’是δ_τi的倒数(延迟取代发展，或是发展取代延迟)。可供选择地，全通滤波器可用于接收路径以及发射路径，因此在天线路径中的累积或是净校正是等于针对该天线路径而计算出的对应群组延迟偏移δ_τi。图6中所绘制的接收与发射基带路径中的乘法器与全通滤波器的次序并非被限定住的而是可改变的。

在MIMO收发器中的群组延迟误配的所有来源中，在基带组件间的群组延迟差异是最麻烦的，因为他们会造成较大而与频率无关的相位差异，其在待发射信号的基带内是为多变的。一种移除这类基带延迟持差异的方法是在各天线路径的发射器与接收器间共享相同的低通滤波器(LPF)。此将会有可节省硅区域的显著其它好处。

请参阅图2，由发射器1至接收器i的路径的群组延迟为：

τ_BBTX(1)+τ_RFTX(1)+τ_ANT(i)+τ_RFRX(i)+τ_BBRX(i)

而由接收器i至发射器1的路径的群组延迟为：

τ_BBTX(i)+τ_RFTX(i)+τ_ANT(i)+τ_RFRX(1)+τ_BBRx(1)

如果在每一个路径中同一个滤波器都由发射与接收所共享，那么τ_BBTX(1)＝τ_BBRX(1)，τ_BBTX(i)＝τ_BBRX(i)，且在两路径间的差异为τ_RFTX(1)+τ_RFRX(i)-(τ_RFTX(i)+τ_RFRX(1)，其仅取决于RF组件。因为对称状况仅取决于这相路径间的相位偏移，前述的分析会呈现当使用一共享LPF时，信道对称性将会不管LPF的群组延迟不确定性而维持。图7绘出了一个滤波器共享的图例，其中是提供了一个转换器128(1)至128(N)，其在输入至各无线收发器的LPF时选取在发射路径中的DAC的输出或是在接收路径中的下变频器的输出。

这些发现表示如果无线收发器设计在发射与接收操作上共享LPF，那么便不需要补偿基带群组延迟误配。在这种情况下，对于一个OFDM方案而言，仅需要一个频率非选择性(频率独立)发射相位运算矩阵，而对于一个OFDM或是一单一载波方案而言，无须全通群组延迟运算。

另一个发现则是与ADC与DAC的延迟贡献有关，其中，流水线操作技术延迟可能导致在发射与接收路径间的较大群组延迟。因为在各发射-至接收回路-返回路径中的总存组延迟是DAC与ADC群组延迟的总和，这些延迟的总和将会与所有回路-返回路径的延迟组合相同，因此对称情形将会不顾在这些组件(最典型的的个案是假设所有的DACs与ADCs有相同的群组延迟)间的群组延迟间的差异而得以维持。

执行仿真以决定相位与振幅偏移(当还未校正时)在一MIMO无线运算法上的的影响，其中所述运算法是依赖于信道对称性。所述仿真使用了在一装置的四个天线与另一装置的2个天线间的200随机信道。

针对每一个信道H产生随机误配矩阵A₁、B₁、A₂、B₂并计算连结极限的损失。振幅与相位误配是被应用于发射矩阵A₁与A₂中。因为在接收器中的振幅错误对于同型态的无线收发架构而言大概不是固定的，仅有随机相位误配被应用于接收矩阵B₁与B₂B₁、A₂。振幅误配20log(α)是藉使用具有标准偏差为σ_αdB的常态分布而产生。相位误配θ，φ是均匀地分布在-U_θ/2与U_θ/2阶间。在σ_α数值为{1，2，3，6}dB中的其一以及U_θ数值为{10，20，45，90，180}阶的其一时，产生一误配矩阵组。对每一随机天线而言是总共产生了20个具四个随机误配矩阵组。

图8呈现了在两个装置间使用的一等功率CBF运算法的数据块，也呈现了在其它对象中，等功率CBF对于相位与振幅的不平衡两者的敏感度是明显地低于非等功率CBF，另外也呈现了振幅偏移校正并不是必须的。

总和而论，本发明是提出了一种无线装置，其包含多个发射器、多个接收器以及一处理器，所述发射器是上变频了多个基带发射信号中的所对应的基带发射信号以便经由在多个天线中所对应的一些天线而同步发射；所述多个接收器是下变频在多个天线中所对应的一些天线所检测到的无线信号，进以产生多个对应的基带接收信号；所述处理器是以对应的校正数值来处理所述的多个基带发射信号及/或多个基带接收信号，其中所述校正数值是校正了在所述多个发射器与所述多个接受器间的相位响应的差异。

另外，本申请也提供了一种校准无线装置的方法，所述无线装置包含多个天线、多个对应的接收器以及多个对应的发射器；所述方法包含测量所述多个发射器与所述多个接受器的相位响应的步骤，以及计算出多个用以校正在所述多个发射器与所述多个接受器的相位响应的差异的校正数值的步骤。

另外，本申请也提出了一种在第一无线装置与第二无线装置间进行无线通信的方法，所述第一无线装置包含多个天线、多个对应的接收器以及多个对应的发射器；所述方法在所述第一无线装置上的步骤是包含以对应的校正数值来处理待发射的多个基带发射信号及/或基带接收信号，其中所述的校正数值是用以校正所述第一无线装置的多个发射器与所述多个接受器的相位响应的差异。

再者，本申请是提供了一种测量无线装置的特性的方法，所述无线装置具有多个天线、多个对应的发射器以及多个对应的接收器，其中所述方法包含将一信号耦接至一第一发射器以便通过一对应的第一天线进行发射的步骤、以及以与一第二天线有关连的接收器来接收信号。

前述内容仅是用来当作是本申请的范例而非是想以任何形式来限制本申请的实施。