非线性转换信号以补偿在显示器中的非均匀性和劣化

摘要

使用非线性关系可以将导向到显示器(50)(例如形成显示元件阵列的多个显示元件(65))的数字信号转换为模拟信号。在一个实施例中，响应校准数据可以将驱动信号提供到显示元件阵列中的至少一个显示元件(65)。使用非线性关系嵌入校准数据，可以确定驱动信号的幅值以控制来自显示元件阵列中的至少一个显示元件的可感觉的输出。因此，可以给显示元件阵列中的至少一个显示元件提供对随着时间的初始非均匀性下降和/或非均匀的劣化的补偿。非线性关系减小了为避免在导致轮廓效应的相邻像素中的可见的对比度所需的不连续校准数据等级的数量。可选择的是，通过调整导向到显示元件阵列中的至少一个显示元件的驱动信号的持续时间也可以与该补偿同时使用伽玛校正。

说明书

背景技术

一般地说本发明涉及非线性信号转换，更具体地说涉及在使用脉冲宽度调制(PWM)的同时将数字信号非线性地转换为模拟信号以通过驱动器(比如无源矩阵(PM)显示器的列驱动器)补偿在显示器的显示元件中的劣化。

人们已经使用脉冲宽度调制驱动PM显示器。在PWM方案中，灰度级信息被编码在子像素驱动信号的脉冲宽度中，而脉冲幅值用于总的亮度控制(即，变暗)和非均匀性/老化补偿。在这种方案中，灰度级控制与变暗和补偿分离，由此简化列驱动器结构。PWM方案可以控制显示器，包括发射显示器和非发射显示器，这些显示器一般包括多个显示元件。发射显示器例如可以包括光发射二极管显示器、液晶显示器和有机光发射器件(OLED)显示器。

在一种方法中，已经实施了仅将灰度级线性地映射到子像素强度。然而，在高质量的视频显示器中，因为人眼的非线性响应的特点的缘故，可能要求非线性映射(例如，伽玛校正)。即，理想的是对人眼的非线性响应进行非线性补偿。

通常，脉冲宽度调制(PWM)详细规定了使用信号根据需要开关该信号以脉冲的形式对信息进行编码。例如，在特定的PWM方案中，在特定的情况中信号的幅值确定了脉冲的宽度。PWM方案可以控制显示器，包括发射显示器和非发射显示器，这些显示器一般包括多个显示元件。发射显示器例如包括光发射二极管显示器、液晶显示器和有机光发射装置(OLED)显示器。为了控制这种显示器，可以控制电流、电压或能够驱动显示元件的任何其它的物理参数。在适当地驱动时，这些显示元件比如像素通常产生观众能够感知的光。

更具体地说，在发射显示器实例中，为驱动显示器(例如具有一组像素的显示矩阵)，通常在某些显示器结构中通过从耦合到每个行和列的驱动器给对应的行和列施加电压而使电流通过所选择的像素。外部控制器电路通常提供所需的输入功率和数据信号。数据信号通常输送给列线，并与行线的扫描同步。在选择特定的行时，列线确定点亮哪个像素。由此通过连续地扫描过在一帧中的所有行在显示器上显示图像形式的输出。

在各种显示器中，显示特性的某些劣化可能由显示元件的长期使用、制造缺陷和/或显示元件没有校准引起。例如，在一个时间周期上驱动显示器的像素时，像素的亮度可能以不同的速率降低。此外，像素老化不利地影响着显示器性能(例如，降低整个显示器或某些特定的显示元件的亮度)。在这种显示器中，经常发现由于显示器制造缺陷引起的像素非均匀性。因此，在某些情况中通常需要补偿初始非均匀性、随着时间的劣化和非均匀劣化。

人眼对强度的比率产生反应，而不是强度的绝对值。例如人眼感知在0.1和0.11之间的差别与在0.9和0.99之间的差别相同。人眼的这种特性一般称为伽玛特性。对于显示器，伽玛特性定义为灰度级从白过渡到黑的比率。人眼如何感知灰度级过渡一直以来是一个问题，因为人眼以非线性的方式感知不同的灰度级。缺少完善的伽玛校正也影响着在彩色显示器中的色调。因此，需要伽玛校正来调整图像的不同的“白度”，这可能产生由人眼所感知的不正确的色调。类似地，由于人眼对相对对比度敏感，在相邻像素之间的可感觉(perceptible)的对比度会造成轮廓效应，并且应该避免它。因此，在使用不连续补偿时，补偿等级从紧下一个等级增加的部份应该小于给定的值。

不幸的是，使用典型的PWM方案的驱动显示器的常规方式可能还不足够。例如，常规的PWM方案通过宽度调制或幅值调制控制特定的显示元件的显示特性以将视频数据映射到像素亮度。同样地，通过宽度调制或幅值调制也可以提供适当的补偿以克服由显示元件的非均匀性或老化引起的显示失真。然而，困难的是通过简单的线性宽度调制或幅值调制将伽玛校正连同编码显示控制和与补偿相关的信息嵌在一起。

因此，需要一种可控制地驱动在显示器中的显示元件的更好的方式。

附图概述

附图1A所示为根据本发明的一个实施例的显示器的示意图；

附图1B所示根据本发明的一个实施例的伽玛校正系统的方块图；

附图2A所示为根据本发明的一个实施例使用脉冲宽度调制(PWM)方案的非均匀脉冲间隔PWM时钟发生器的方块图；

附图2B所示为根据本发明的另一个实施例使用脉冲宽度调制(PWM)方案的非均匀脉冲间隔PWM时钟发生器的方块图；

附图2C所示为在本发明的一个实施例中产生非均匀脉冲间隔时钟的假设的时序关系图；

附图3A所示为在本发明的一个实施例中列驱动器结构的方块图，其中并入了视频数据控制电路、校准数据控制电路、驱动电路和脉冲宽度调制电路以与在附图1A中所示的显示器一起使用；

附图3B所示为从视频和校准数据中产生驱动信号的与本发明的变型实施例一致的变型驱动电路的方块图；

附图3C所示为根据本发明的一个实施例从在附图3B中所示的变型驱动电路中所产生的假设驱动信号的曲线图；

附图3D所示为在本发明的一个实施例中响应非均匀脉冲间隔时钟从在附图3C的驱动信号中产生的假设的经调整的驱动信号的曲线图；

附图4A所示为根据本发明的一个实施例实施附图3A中所示的数字至模拟转换器的输出的一种假设输出范围的曲线图；

附图4B所示为限定在输入数据和从在附图3A中所示的数字至模拟转换器的输出的对应的幅值之间的非线性关系的假设传递函数的曲线图；

附图5所示根据本发明的一个实施例在附图1A中所示的显示器的驱动器的方块图。

详细描述

在一个实施例中，本发明一般地涉及无源矩阵(PM)显示器的列驱动器结构，更具体地说，涉及使用脉冲宽度调制(PWM)灰度级至子像素强度的任意非线性映射的实施，以及使用最小分辨率的数字至模拟转换器(DAC)补偿显示器的非均匀性和随着时间的劣化而不产生轮廓效应。

嵌入信息以可控制地驱动显示器50的一种技术可以使用如在附图1A中所示的脉冲宽度调制(PWM)。显示器50耦合到列驱动器55和行驱动器60。列驱动器55可以接收数据输入，而行驱动器60可以逐行地扫描阵列。当然，显示器50可以包括一个或多个显示元件的任何所需结构。显示元件的实例包括发射显示元件、非发射显示元件和电流和/电压驱动的显示元件。

在一个实施例中，呈矩阵阵列设置的多个像素或子像素65A至65R包括电流驱动的光发射二极管(LED)。显示器50可以包括多个列70(0)至70(1-c)和多个行75(0)至75(1-r)。列驱动器55可以包括多个电流源80(0)至80(1-r)，提供这些电流源以产生多个像素65A至65R的驱动电流。多个列70(0)至70(1-c)中的每个列例如可以耦合到对应的电流源。可替换的是，可以以任何其它有用的或所需的结构构造多个电流源80(0)至80(1-r)。

通常，由于线性校准的缘故，图像的伽玛校正不完美。因此，通常需要对伽玛校正进行校准以使该图像与多个像素65A至65R的特征匹配。显示器50的线性校准不能保证伽玛校正的图像与特定的显示环境匹配。例如，在彩色显示器中，通过以非线性的方式改变红色、绿色和蓝色通道的相对强度，伽玛特征对图像的色调起主要作用。如果没有对图像在人眼感知的实际显示强度和像素显示亮度之间的非线性关系进行正确地伽玛校正，则在一种类型的显示器上看起来较好的图像在不同类型的显示器上具有太亮或太暗的中间色调，这是在显示器的伽玛特征方面的差值的缘故。

如附图1B所示，可以提供伽玛校正以减小显示器50的多个像素65A至65R的显示非线性。为此，合成器82可以接收伽玛校正信息85和视频数据90。通过使用伽玛校正信息85和视频数据90，合成器82可以提供用于校正多个像素65A至65R的显示器非线性的调制信号94。

伽玛校正信息85可以包括预定的时序信息(例如，从查询表中可以检索预定的时序信息)以产生一脉冲系列，其中每个脉冲与相邻的脉冲分离确定的长度。然而，与中间脉冲分离两个脉冲的两个所确定的长度可以是不同的长度。这种脉冲系列可以包括按照显示器50所需的伽玛校正的功能确定的长度。此外，输入合成器82的视频数据90可以包括与每个像素相关的灰度级数据。可以使用灰度级数据来导出可用于每个像素的多个确定的长度的指示以产生伽玛校正。

通过使用灰度级数据和与每个像素关联的一系列脉冲，多个限定的长度可以确定为多个像素65A至65R的特定的像素所需的伽玛校正的函数。在一系列脉冲中，通过测量在第一脉冲和从包括在灰度级数据中所包括的指示中导出的选择脉冲之间的间隔，可以确定每个像素的确定的长度的数量。对于多个像素65A至65R中的每个像素，通过将确定的长度的数量分别校正到“ON”时间，可以控制多个像素65A至65R。

由于多个像素65A至65R中的每个像素的“ON”时间可以从视频数据90(例如与每个像素相关的灰度级数据)中导出以产生调制的信号94，多个像素65A至65R中的每个像素的亮度可以分别控制。在应用时，调制的信号94可以根据“ON”时间驱动多个像素65A至65R中的每个像素。这样，可以校正多个像素65A至65R的显示非线性。

在一个实施例中，显示器50的伽玛校正信息85可以事先计算，并且有利的是与视频数据90组合，可选择的是与校准数据组合。共同提供显示器50的伽玛校正的一种技术包括使像素的单个亮度控制与整个亮度控制和非均匀性和/或老化补偿分离。然而，一旦与亮度控制分离，则总的亮度控制信息和补偿信息可以与伽玛校正信息85共同地嵌入在脉冲宽度调制(PWM)方案中以产生调制的信号94，该调制的信号94可控制地驱动显示器50的多个像素65A至65R中的每个像素。

更具体地说，合成器82响应伽玛校正信息85从均匀的脉冲间隔时钟中产生非均匀的脉冲间隔时钟。使用非均匀的脉冲间隔时钟，调制的信号94可以可控制地驱动多个像素65A至65R。响应伽玛校正信息85可以调节调制的信号94的占空比，同时响应校准数据可以可选择地可调节调制的信号94的幅值。然后，将调制的信号94应用到多个像素65A至65R以便连同显示器50的总的亮度一起控制多个像素65A至65R的单个的亮度，并补偿由多个像素65A至65R的老化和/或非均匀性引起的在显示方面的下降。

在附图2A中所示的PWM时钟发生器100与脉冲宽度调制(PWM)一起使用以可控制地驱动显示器50，同时提供伽玛校正。在接收具有第一脉冲序列的时钟信号(CLK)104的同时，PWM时钟发生器100接收与一个或多个脉冲间隔相关的预定的时序信息。预定的时序信息例如可以代表伽玛校正。PWM时钟发生器100进一步包括耦合到地址发生器112的信号发生器106以在第一脉冲序列中对预定的时序信息编码以便产生具有第二脉冲序列的非均匀脉冲间隔时钟(PWMCLK)108。PWM时钟发生器100进一步包括存储器110，该存储器110包括数据111(例如，存储具有预定值的脉冲间隔的预定的时序信息的查询表)。

在请求时，地址发生器112存取存储在存储器110中的数据111以便与在信号发生器106中的CLK104一起使用。反馈信号(FB)114可以从信号发生器106提供给地址发生器112，在一个实施例中实质上控制数据111的数据流。

如附图2A所示，存储器110提供非均匀的脉冲间隔时钟108以与PWM方案一起使用。为此，在所示的实施例中，PWM定时器120耦合到PWM时钟发生器100以接收非均匀的脉冲间隔时钟108和与至少一个显示元件(例如，多个像素65A至65R中的一个像素)相关的数据111以控制它的“ON”时间。为适当地与其它的相关的电路时序对准，在一个实施例中同步信号“SYNC”125可以提供给地址发生器112。

如附图2B所示，根据当前设计的变型实施例的一个实施例，PWM时钟发生器102接收CLK 104以便产生PWMCLK 108。当然，PWM时钟发生器102也可以以多种变型方式中的一种方式实施，例如，使用一个或多个计数器、存储单元和时钟发生装置的不同结构。在附图2所示的实施例中，PWM时钟发生器102包括向下计数器115以从查询表117中接收DATA(0:6)。响应PWMCLK 108和SYNC 125，向上计数器116产生计数信号CNT(0:6)以通过在查询表117中的特定地址ADDR(0:7)对特定的位置寻址。在有效时，例如可以通过从PWMCLK108中导出的LOAD信号，通过数据INT(0:6)可以将DATA(0:6)提供给向下计数器115。数据INI(0:6)可以被接收在比较器118中以便比较计数IN(6:0)和查询表117的数据。在一个实施例中基于比较的结果比较器118产生PWMCLK 108。

根据本发明的一个实施例在附图2B中所示的非均匀的脉冲间隔时钟108可以从时钟信号104和预定的时序信息中导出。非均匀的脉冲间隔时钟108可以包括在第一对相邻的脉冲之间的第一脉冲间隔109a和在第二对相邻脉冲之间的至少一个第二脉冲间隔109b。第二脉冲间隔109b在长度上可以与第一脉冲间隔109a不同。

在附图2A中所示的一个实施例中，存储器110通过地址发生器112寻址以提供数据111给信号发生器106。数据11可以包括具有第一和第二预定值的预定的时序信息以分别产生第一和第二脉冲间隔109a和109b。此外，计数器也可以包括在信号发生器106中以对在非均匀的脉冲间隔时钟108中的第二脉冲序列进行计数。

在附图3A中，根据本发明的一个实施例列驱动器结构140并入了视频数据控制电路150、校准数据控制电路152和驱动电路155。列驱动器结构140也包括PWM时钟发生器100以提供非均匀的脉冲间隔时钟108。

视频数据控制电路150可以包括接收串行视频数据(DAT)130的第一串行至并行(S/P)转换器170。串行视频数据130可以从任何相关的显示电路中提供。为使用经转换的并行视频数据130，第一串行至并行(S/P)转换器170可以耦合到PWM定时器120。

在一个实施例中校准数据控制电路152可以包括第二串行至并行(S/P)转换器172，它接收串行校准数据(CAL)135。校准数据135可以从具有多个寄存器的查询表中提供。为存储经转换的并行校准数据135，多个寄存器174可以耦合到第二串行至并行(S/P)转换器172。驱动电路155可以包括一个或多个数字至模拟转换器(DAC)176和一个或多个驱动器178。

在操作中，可以对视频数据130(例如用于单个和总体亮度控制的灰度级数据)和校准数据(例如非均匀性/老化补偿)135进行处理以便以由时钟信号104比如数据时钟所设定的数据率操作驱动器178。首先通过第一和第二串行至并行转换器170，172将串行视频数据130和串行校准数据135转换为并行格式，在一个实施例中该转换器可以使用移位寄存器进行这种转换。然后，经转换的视频数据130可以从第一串行至并行转换器170反馈到PWM定时器120。校准数据135可以从第二串行至并行转换器172反馈到寄存器174。最后，DAC176通过驱动器178控制导向到多个像素65A至65R的驱动电流的幅值和持续时间。

包括灰度级数据的视频数据130可以映射到多个像素65A至65R的“ON”时间。同样地，校准数据135可以用于调节从列驱动器55导向到多个像素65A至65R的驱动电流的幅值。在PWM时钟发生器100设定多个像素65A至65R中的每个像素的“ON”时间以控制与每个像素相关的单个像素亮度的同时，PWM定时器120给DAC176提供“ON”时间，该DAC176反过来又控制由驱动器178所产生的驱动电流的持续时间。

视频数据控制电路150可以使用非均匀的脉冲间隔时钟108以控制多个像素65A至65R的每个像素的单个的像素亮度。例如，通过响应非均匀的脉冲间隔时钟108非线性地设定多个像素65A至65R中的每个像素的“ON”时间，与多个像素65A至65R的每个像素相关的视频数据130可以被映射到单个的像素亮度。

对于每个像素65A至65R，通过对可以包括在非均匀的脉冲间隔时钟108内的相关数量的脉冲间隔进行计数PWM定时器120可以确定“ON”时间。然后通过使相应的DAC176复位到0，PWM定时器120可以切断对应的像素。在这种方式中，灰度级数据到单个的像素亮度的选择性映射可以以内部产生的非均匀的脉冲间隔时钟108实施。产生非均匀的脉冲间隔时钟108所需的脉冲间隔可以从包含在存储器110中的查询表中确定，有利的是该存储器110可以位于具有视频数据控制电路150和驱动电路155的芯片上。

第一和第二串行至并行转换器170和172都可以与PWM时钟发生器100共享时钟信号104。同步信号SYNC 125使PWM时钟发生器100和PWM定时器120同步。为在PWM时钟发生器100、视频数据控制电路150和驱动电路155之间正确地同步，同步信号SYNC 125控制PWM定时器120和多个寄存器174的操作。

因此，每个单个像素亮度级可以非线性地校准(比如对数地(而不是线性地))以提供伽玛校正。即使将校准数据135线性地转换为驱动电流或可替换的是转换为驱动显示器50的像素65A至65R的电压，校准数据135仍然可以从预定的时序信息中产生具有与线性地校准的单个像素亮度级成比例的亮度的图像。因此，最大校准值的一半的数据值将不产生小于单个像素的亮度级的一半的亮度级，与非伽玛校正图像中的情况一样。

如附图3B中所示，在本发明的变型实施例中，变型驱动电路182包括一个或多个开关185以从视频和校准数据中产生驱动信号187。在一个实施例中，驱动信号187可以包括可控制地驱动像素的驱动电流。通过使像素的单个亮度控制与总的亮度控制和非均匀性或老化补偿分离，如下文所述，响应预定的时序信息可以提供伽玛校正。在这种情况下，为组合提供伽玛校正和非均匀性或老化补偿，驱动电路182可以共同地产生驱动信号187。

响应非均匀的脉冲间隔时钟108，PWM定时器120可以操作开关185以控制导向到像素的驱动电流的持续时间。因此，视频数据130(例如与每个像素相关的灰度级数据)可以任意地映射到每个像素的单个亮度。此外，校准数据135可以确定驱动电流的幅值。在这种方式中，与伽玛校正以及总的显示控制有关的预定的时序信息和与补偿相关的信息可以嵌入在使用非均匀的脉冲间隔时钟108和开关185的PWM方案中。

如附图3C中所示，导向到多个像素65A至65R中的每个像素的驱动电流的调节的幅值190容易确定显示器50的总的亮度并可以补偿与多个像素65A至65R相关的非均匀性和老化。如附图3D所示，导向到多个像素65A至65R中的每个像素的驱动电流的调节的持续时间195容易确定与多个像素65A至65R中的每个像素相关的单个像素亮度以提供所需的伽玛校正。

为了可控制地调节驱动电流幅值190，有利的是与人类视觉相关的一个或多个特征并入在DAC 176内。更具体地说，与人类视觉相关的特征映射到DAC 176的与实施相关的特征中以适当地操作DAC 176(附图3A和3B)。通过使用与实施相关的特征，根据校准数据135可以确定导向到多个像素65A至65R的驱动电流的幅值190(参见附图3C)。这样，通过使用耦合到在附图3A所示的驱动器178的数字至模拟转换器(DAC)176将为克服非均匀性和/或老化作用从校准数据135进行的所需的补偿提供给多个像素65A至65R。

例如，在一个实施例中，可以设计一组两个与人类视觉相关的特征，这两特征容易关联到DAC 176的与实施相关的一组两个关联特征。两个与人类视觉相关的特征可以确保DAC 176给多个像素65A至65R中的每个像素提供适当的非均匀性和/或老化补偿。此外，两个与人类视觉相关的特征可以避免如在无源矩阵中的轮廓效应，由以数量不够的单一的像素亮度级表示连续的色调图像引起的显示变形导致了轮廓效应。

与人类视觉相关的第一特征包含限定适合于显示设备的对比率。由于对比率指示特定的显示设备或特定的环境在最白和最暗之间的亮度级的比率，因此可以预先选择特定的对比率。例如，特定的对比率可以限定在亮度的最大值和亮度的最小值之间的范围。

与人类视觉相关的第二特征包括确定需要多大的补偿(如果有的话)以克服非均匀性和/或老化作用，同时保持特定的对比率。为此，在一个实施例中以预定的比值校准在多个像素65A至65R中的相邻像素或子像素的补偿等级之间的差值。补偿等级可以是具有多个位的补偿代码的函数，这个函数可以从校准数据135中导出。预定的比值可以从补偿等级的增量大小中导出。增量大小可以从人类视觉自适应的特定等级中导出，因为通常人类的眼睛仅能够辨别从白到黑的亮度等级范围中大约100对1的对比率。因此，在这个范围中，只有在两个亮度等级之间的比率超过大约1.01(即，应用0.01的增量大小，可以选择1％的对比灵敏度)时人类的眼睛才能够检测到这两个亮度等级不同。因此，预定的比值可以选择为1％。

为在从白到黑的亮度等级范围的100比1的对比率上补偿以便产生非人眼可见的步幅，需要表示亮度等级1.00、1.01、1.02等，增量大小为“0.01”。理想地，这意味着10,000个单一亮度级，要求大约14个位(2¹⁴＝16,384)以将所有的亮度级包括在校准数据135中。然而，在它们的亮度级的比率相差小于大约1％时，人类眼睛不能检测到在两个像素之间的亮度差值。因此，人眼对亮度级具有非均匀地感知反应。由于人眼响应亮度级的比率，而不是在亮度级之间的绝对增量，因此根据感知特性可以使用少得多数量的亮度级，由此减小用于代表在校准数据135内的基于感觉的亮度级的位数。例如，在8-位视频系统中10,000个单一线性亮度级可限于256个非线性亮度级(2⁸＝256)，由此位数从14减小到8。

根据与人类视觉相关的第一特征，可以导出与实施相关的第一特征，它涉及DAC 176D可调整的输出范围的选择。为改变导向到补偿的像素或子像素的驱动电流的幅值，理想的是DAC 176具有以最大驱动电流值与最小驱动电流值的比率表示的可调节的输出范围，该比率可从所选择的对比率中导出。具体地说，对于最受影响的像素，为克服非均匀性和/或与老化相关的劣化所需的驱动信号的最大电平可从对应于所选择的对比率的亮度值的最大值中确定。以类似的方式，对于受影响最小的像素，为克服非均匀性和/或与老化相关的劣化所需的驱动信号的最小电平可从对应于所选择的对比率的亮度值的最小值中确立。

同样地，按照与人类视觉相关的第二特征，在与实施相关的第二特征的情况下，理想的是相对相邻像素的驱动电流确定某一像素的驱动电流的增量大小。有利的是，某一像素相对于仅接着在先的像素的驱动电流的驱动电流增量大小不小于预定比值(fraction)(例如大约1％)。

因此，在一个实施例中，为补偿这种非均匀性和/或老化劣化或其它原因，数字至模拟转换器(DAC)176(参见附图3A)可以以如下的方式实施：使用线性或非线性传递函数以将校准数据135映射到像素或子像素驱动电流幅值190(参见附图3C)。可选择地，多个像素65A至65R中的每个像素或子像素可使用它自身的数字至模拟转换器，或者可替换的是，整行或多个像素可以共享一个数字至模拟转换器。

在使用线性数字至模拟转换器时，任何市场上可购买的使用类似于能够将数字数据转换为模拟格式的标准数字至模拟转换方法的线性数字至模拟转换器都适合于使用。然而，如果使用线性数字至模拟转换器，如果所需的可调节的输出范围相对较大(例如在本实例中最大与最小的比率为4∶1)，则需要大量的位以满足与人类视觉相关的第二特征。然而，有利的是，非线性数字至模拟转换器可用于使校准数据135所需的位数最小以调节驱动电流幅值190。

在一个实施例中，非线性数字至模拟转换器可以实施，这种数字至模拟转换器满足可调节的输出范围和输出增量大小，该输出增量大小对应于使用分段的传递函数的与实施相关的两个特征的输出增量大小，其中每个分段实质上为线性。从与人类视觉相关的两个特征中，分段传递函数可以确定DAC 176的输出增量大小和可调节的输出范围。此外，可以引入在附图3A的DAC 176中的DAC偏移以与最小驱动电流值匹配，该驱动电流值可以代表与使用4∶1比率一致的最少量的驱动电流。

根据本发明的一个实施例，通过导出每个数字至模拟转换器176的输出的可调节输出范围并确定具有在校准数据135和对应的输出幅值之间的非线性关系的传递函数，可以设计DAC 176。具体地说，传递函数和这种满足可调节的输出范围和输出增量大小特征的数字至模拟转换器的结构可以具有实质上等于三分之一满刻度(FS)的偏移，导致了4∶1的最大与最小的数字至模拟转换器输出值比率，如附图4A所示。

为提供对像素的有限量补偿，从DAC 176中需要有限量的输出值。因此，在使用可调节的输出范围作为最大输出值与最小输出值的比率(4∶1)时，可调节的输出值的最小值可以作为在DAC 176中的偏移198映射，其中等级“0”为黑，等级“255”为白。

在相邻像素的补偿等级之间的增量小于大约1％并且校准数据135具有所需的n-位宽度时，数字至模拟转换器容易被设计成具有非线性传递函数。在一个实施例中非线性传递函数可以近似为如在附图4B中所示的包括部分199a和199b的分段式的函数。DAC 176可以通过非线性传递函数给一个或多个非均匀和/或老化的像素提供非均匀性和/或老化补偿。作为实例，响应补偿代码的第一范围，即从校准数据135的1至127，具有第一斜率的部分199a可以确定DAC 176的输出。第一斜率可以是在0至127补偿代码的范围内一个或多个非均匀和/或老化像素所需的补偿等级的函数。同样地，响应补偿代码的第二范围，即从校准数据135的128至255，具有第二斜率的部分199b可以确定DAC 176的输出。第二斜率可以是在128至255补偿代码的范围内一个或多个非均匀和/或老化像素所需的补偿等级的函数。

如附图5所示，根据本发明的一个实施例，基于温度计代码的数字至模拟结构可用于提供在附图1A中所示的显示器50的驱动器(例如，列驱动器55)。根据本发明的一个实施例，基于温度计代码的数字至模拟结构可以使用非线性数字至模拟转换器，以实施非线性传递函数。当然，其它的实施非线性数字至模拟转换器的结构也都容易设计。

在温度计解码器212中可以接收在时钟输入205上的时钟信号(CLOCK)和从一般通过数字输入D(0:7)210应用的校准数据135中作为补偿代码导出的n-位(例如8位)宽度数字信号。温度计解码器212根据温度计代码将进入的数字输入(例如位)D(0:7)210转换为一个或多个选择的信号S1至S255。

在一个实施例中非线性数字至模拟转换器200进一步可以包括多个D触发器215(0)至215(1-q)，每个触发器具有相关的输入和输出。多个D触发器215(0)至215(1-q)中的每个输入耦合到温度计解码器212以锁存一个或多个对应的解码的选择信号S1至S255。此外，在时钟输入205中施加的时钟信号可以用于使所解码的选择输出S1至S255彼此对齐。

在一个实施例中，非线性数字至模拟转换器200进一步可以包括每个都具有输入和输出的多个单位电流源单元220(0)至220(1-q)。多个D触发器215(0)至215(1-q)的每个输出可以可操作地耦合到多个单位电流源单元220(0)至220(1-q)中所选择的单位电流源单元以提供选择信号“S”。在选择时，每个单位电流源单元220可以输出对应的单位电流源单元电流“I_U”。

选择信号“S”的状态可以确定特定的设备的电流源单元220是否降低电流，由此减小在输出端子“I_OUT”上的输出电流I_DAC的幅值。例如，在特定的单位电流源单元220的特定选择信号“S”为高(例如，状态是“1”)时，特定的单位电流源单元220降低设备电流“I_U”。相反，在相关的选择信号“S”为低(例如状态为“0”)时另一单位电流源单元220没有降低电流。在这种情况下，属于特定的单位电流源单元220的电流没有降低，输出电流I_DAC的幅值至少没有因该特定的单位电流源单元220的结果而降低。然而，在任何情况下，来自非线性的数字至模拟转换器200的输出电流I_DAC可以直接驱动像素或子像素，或者可替换的是，可用于控制在附图3A中所示的驱动器178。

为在非线性数字至模拟转换器200中并入偏移198(附图4A)，单位电流源单元220(0)可实施以提供“128”倍的单位电流源单元电流“I_U”。如图所示，在一个实施例中，为产生偏移198(附图4A)，给单位电流源单元220(0)的选择信号“S”可永久地或通过编程设定为高(例如状态为“1”)。因此，可以设定I_DAC的最小输出电流的幅值。为匹配第一斜率部分199a(附图4B)，单位电流源单元220(1)至220(127)可以设计为单位电流源单元。在选择时，每个单位电流源单元220(1)至220(127)均等地贡献单位电流源单元电流“I_U”。类似地，为匹配第二斜率部分199b(附图4B)，单位电流源单元220(128)至220(1-q)可以设计为双单位电流源单元。在选择时，每个单位电流源单元220(128)至220(1-q)均等地贡献两倍单位电流源单元电流“I_U”。

在操作中，温度计解码器212根据温度计代码提供一个或多个选择信号S1至S255以从多个单位电流源单元220(128)至220(1-q)中选择单位电流源单元220。对来自单位电流源单元220(128)至220(1-q)的所有的单位电流源单元电流“I_U”进行求和以在输出端子“I_OUT”225中形成非线性数字至模拟转换器200的输出电流I_DAC。输出电流I_DAC是与通过数字输入D(0:7)210施加的n-位宽的数字信号(例如，代表从校准数据135中导出的补偿代码)成比例的模拟信号。

在一个实施例中，非线性数字至模拟转换器200降低由下面的方程组支配的输出电流I_DAC：

I_DAC＝I_OS＝qI_u    0≤q≤127，或者           (1)

I_DAC＝I_OS+127I_u+(q-127)x2I_u，128≤q≤255    (2)

这里I_OS是偏移，q是补偿代码，以及I_U＝I_OS/128是单位电流源单元电流。因此，在q＝0时，非线性数字至模拟转换器200输出电流是

$>sup>>I>DAC>>(>min>)>sup>>=>>I>OS>>=>128>>I>u>>->->->>(>3>)>>>s>$

而在q＝125时，最大非线性数字至模拟转换器200输出电流是

$>sup>>I>DAC>>(>max>)>sup>>=>>(>4>\times >128>->1>)>>>I>u>>.>->->->>(>4>)>>>s>$

在任何情况下，来自非线性数字至模拟转换器200(具有非线性传递函数，因此节省了补偿代码的位数)的输出电流I_DAC的幅值可以通过特定的单位电流源单元220的选择信号“S”的状态确定。由于对单位电流源单元220(128)至220(1-q)的选择信号“S”从校准数据135中导出，因此在牺牲如在附图3A中所示的补偿代码的最小位数的情况下可基于校准数据135调制来自驱动器178的驱动电流的幅值190。

虽然根据有限数量的实施例已经描述了本发明，但是在本领域中的普通技术人员将会理解到许多修改和变型。只要这些修改和变型落入本发明的精神和范围内则希望附加的权利要求都包含它们。