同相信号与正交相信号不匹配的校正单元及方法

摘要

本发明提供一种同相/正交相不匹配校正装置及其方法，用于一直接降频架构的通信系统中，该装置包含有第一混频器，用以依据同相载波信号混频射频信号以产生同相模拟信号；第二混频器，用以依据正交相载波信号混频该射频信号以产生与正交相模拟信号；校正单元，用以依据同相/正交相不匹配补偿信号来对同相及正交相模拟信号进行补偿，以校正同相模拟信号及正交相模拟信号的同相/正交相不匹配；以及运算单元，与校正单元耦接，用以依据同相模拟信号与正交相模拟信号执行最小均方运算以产生同相/正交相不匹配补偿信号。

说明书

技术领域

本发明涉及一种校正相位差的方法及装置，特别涉及一种校正同相与正交相信号的同相/正交相不匹配的方法及装置。

背景技术

请参阅图1，图1为已知直接降频(direct down-conversion)架构接收器10的示意图。直接降频接收器10包含有一天线11、一低噪声放大器(LowNoise Amplifier，LNA)12、混频器14、24、低通滤波器(LPF)16、26、模拟/数字转换器(ADC)18、28、以及一数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)19。天线11接收一无线通信信号，而低噪声放大器12是用于放大天线11所接收的无线通信信号。混频器14将该无线通信信号与一第一载波(亦即图1所示的COS ω_ct)混频产生一模拟信号S_a1，另一混频器24将该无线通信信号与一第二载波(亦即图1所示的SIN(ω_ct+δ))混频产生一模拟信号S_a2。低通滤波器16、26用于分别滤除模拟信号S_a1、S_a2的高频成分。此外，模拟/数字转换器18、28是将模拟信号S_a1、S_a2分别转换为一相对应的数字信号S_d1、S_d2。最后，数字信号处理器19是用于对数字信号S_d1、S_d2进行后续信号处理。

如业界所已知，上述第一载波与第二载波之间需对应一90度的相位差，以使混频后的模拟信号S_a1、S_a2成为两正交信号，分别为同相信号(In-phasesignal)及正交相信号(Quadrature-phse signal)。然而，在实际的电路中，因为温度、制程以及供应电压的飘移等因素，而会使第一载波与第二载波之间的理想相位差(亦即90度)产生一相位偏移φ，此现象称为同相/正交相不匹配(IQ mismatch)。如图1所示，第一载波COSω_ct及第二载波SIN(ω_ct+δ)之间具有相位偏移δ。同相/正交相不匹配会影响信号解调制而增加通信系统的位错误率(bit error rate)。因此，必须校正上述相位偏移δ，以便进一步修正模拟信号S_a1、S_a2以增加通信系统的位率(bit rate)。

已知的用于直接降频接收机的同相/正交相不匹配的校正方式有二：一是在同相/正交相信号分别经过模拟/数字转换器48、58转换为相对应的同相/正交相数字信号后，在数字端(digital domain)量测两信号的相位偏移。之后，依据该相位差信号输出一调整信号，在模拟端(analog domain)对同相/正交相模拟信号作同相/正交相不匹配的相位补偿。另一种已知方法亦是在数字端量测同相/正交相数字信号的相位偏移。与前述作法不同之处在于，在量得相位偏移之后，直接在数字端进行同相/正交相数字信号补偿。上述两种作法皆是在数字端侦测同相/正交相数字信号S_d1、S_d2的相位偏移，其实施方式为利用数字信号处理器22中的数字电路对同相/正交相数字信号S_d1、S_d2来执行离散傅立叶转换(Discrete Fourier Transform，DFT)以求得相位偏移δ。之后，利用已知的Gram-Schmidt正交化过程，在模拟端作相位补偿。或是利用数字电路执行最小均方(Least-Mean-Square，LMS)算法，在数字端进行相位补偿(详细实施方式请参照”Adaptive IQ mismatch cancellation forquadrature IF receiver”，Isis Mikhael，Wasfy.B.Mikhael，http://bruce.engr.ucf.edu/％7Eprp/paper6)。然而，利用离散傅立叶转换计算相位偏移δ的操作不仅需要复杂的逻辑电路进行繁复的逻辑计算，更会增加额外的消耗功率。而数字电路需要外界提供外加的校正信号才能执行最小均方算法进行补偿，同样也增加电路的复杂度及功率损耗。

发明内容

因此本发明提供一种利用用于直接降频架构的接收机的同相/正交相不匹配校正装置及方法，不需要外加校正信号源即可实施最小均方运算算法，并于模拟域(analog domain)对同相/正交相模拟信号进行同相/正交相相位补偿，以解决上述问题。

依据本发明，其是揭露一种同相/正交相不匹配(IQ mismatch)校正装置及其方法，用以一直接降频(direct down-conversion)架构的通信系统中，该装置包含有：一第一混频器，用以依据一同相载波信号混频一射频信号以产生一同相模拟信号；一第二混频器，用以依据一正交相载波信号混频该射频信号以产生与一正交相模拟信号；一校正单元，用以依据一同相/正交相不匹配补偿信号来对该同相模拟信号及该正交相模拟信号进行补偿，以校正该同相模拟信号及该正交相模拟信号的同相/正交相不匹配；以及一运算单元，与该校正单元耦接，用以依据该同相模拟信号与该正交相模拟信号执行一最小均方运算以产生该同相/正交相不匹配补偿信号。

本发明收发机与方法是利用最小均方运算以产生相位补偿值以及增益补偿值，由于本发明收发机与方法是利用一独立于数字信号处理器的运算单元，在收发机的模拟域(亦即于同相信号与正交向信号输入至数字信号处理器之前)即完成校正，所以不仅可降低系统复杂度，更大幅降低数字信号处理器的运算负担。

附图说明

图1为已知的直接降频架构接收器的示意图。

图2为本发明的实施例所提出的直接降频架构的收发机的示意图

图3为图2所示的校正单元与运算单元的示意图。

附图符号说明：

  11、41天线    12、42低噪声放大器  14、24、44、  54混频器    16、26、46、56低通滤波器  18、28、48、  58模拟/数字转换器    19、49数字信号处理器  34校正单元    36运算单元  62可程序增益补偿单元    64、74取样单元  66延迟单元    72可程序相位补偿单元  76合成单元    78最小均方运算单元

具体实施方式

请参阅图2，图2为本发明的实施例所提出的直接降频(directdown-conversion)架构的收发机(trahsceiver)40的示意图。直接降频架构收发机40包含有一天线41、一低噪声放大器42、多个混频器44、54以及多个低通滤波器46、56，其功能及实施方式是与已知的直接降频架构收发机实质上相同，在此不再赘述。需注意的是，混频器44是利用第一载波C_I对射频信号直接降频(direct-convert)以产生一同相模拟信号I_t。此外，混频器54是利用第二载波C_Q对射频信号直接降频以产生正交相模拟信号Q_t。在本实施例中，直接降频架构收发机40更包括一校正单元34用来校正同相模拟信号I_t及正交相模拟信号Q_t的增益不匹配与相位不匹配，以及一运算单元36用来计算同相模拟信号I_t及正交相模拟信号Q_t的增益不匹配及相位不匹配的程度，并依据计算的结果依据控制校正单元34执行增益补偿及相位补偿。校正单元34及运算单元36的详细实施方式将在下文中详述。此外，收发机40更包括模拟/数字转换装置48及58，分别用以将同相模拟信号与正交相模拟信号转换为相对应的同相数字信号与正交相数字信号。此外，数字信号处理器49可依据同相数字信号与正交相数字信号来进行后续的数字信号处理。

参阅图3，图3为图2所示的校正单元34与运算单元36的功能方块示意图。在本实施例中，校正单元34包含有一可程序增益补偿单元62以及一可程序相位补偿单元72，而运算单元36则设置有取样单元64、74、延迟单元66、合成单元76以及最小均方运算单元78。

可程序增益补偿单元62具有一初始增益补偿值ω₁，用以藉由调整端点A的同相模拟信号I_t的增益来进行增益补偿，输出同相模拟补偿信号I_t’在端点C，可程序相位补偿单元72具有一初始相位补偿值ψ₁，用以藉由调整端点B的正交相模拟信号Q_t的相位来进行相位补偿，输出正交相模拟补偿信号Q_t’于端点D。需注意的是，只要调整同相/正交相模拟信号之一者，即可对两信号的相位及振幅不匹配的情况进行相位及增益补偿，且本实施例亦可藉由调整正交相模拟信号的增益及同相模拟信号的相位分别进行增益及相位补偿。然后，取样单元64、74分别对同相模拟补偿信号I_t’与正交相模拟补偿信号Q_t’进行取样以产生两取样信号E、G，如业界所已知，取样单元64、74所采用的取样频率至少需为被取样信号(亦即同相模拟补偿信号I_t’与正交相模拟补偿信号Q_t’)的频率的两倍以上，在本实施例中，该取样频率为被取样信号的频率的四倍，但本发明并不以此为限。接着，延迟单元66依据一取样周期来延迟取样信号E，在本实施例中，延迟单元66使用取样信号的1/4周期来延迟取样信号E以产生一延迟信号F。然后，合成电路76便合成延迟信号F与取样信号G而得到一合成信号Y，输入至最小均方运算单元78中。本实施例中，合成单元76是加法器。最小均方运算单元78会依据合成信号Y及误差容许临界值d产生一误差信号ε。如业界所已知，当执行最小均方运算时，误差容许临界值d是表示合成信号Y在调整时所容许的误差量，本实施例中，误差容许临界值d设定为零，换句话说，经由最小均方运算单元78可达到调整模拟同相信号I_t’与模拟正交相信号Q_t’具有相同振幅以及互为正交的目的。此外，本实施例是应用延迟信号F与取样信号E来产生最小均方运算所需的输入参数X₁、X₂，其原理在后详述。所以，最小均方运算单元78便依据延迟信号F，取样信号E与误差信号ε来产生一增益补偿值ω₂来更新可程序增益补偿单元62以及产生一相位补偿值ψ2来更新可程序相位补偿单元72，因此经由校正单元34与运算单元36的辅助，最后模拟同相信号I_t’与模拟正交相信号Q_t’便可具有相同振幅且互为正交。

上述运算单元36的运作可用下列方程序来加以辅助说明：

天线41所接收的射频信号V_RF可表示为：V_RF＝2*sin(w_LOt+w_mt+θ₀)

混波器44及54所接收的第一及第二载波可表示为：

C_I＝sin(w_LOt)

C_Q＝(1+ε₁)*cos(w_LOt+δ₁)

I_t＝cos(w_mt+θ₀)                      方程序(1)

Q_t＝-(1+ε₁)sin(w_mt+θ₀-δ₁)        方程序(2)

上式方程序(1)、(2)所表示的同相模拟信号I_t与正交相模拟信号Q_t是由射频信号V_RF依据载波信号C_I、C_Q分别作降频处理所产生的。此外，频率ω_LOω_m是为已知数值，ε代表载波信号C_I、C_Q间的增益不匹配，以及δ₁代表载波信号C_I、C_Q间的相位不匹配。

I_t′＝W*cos(w_mt+θ₀)                  方程序(3)

Q_t′＝-(1+ε₁)sin(w_mt+θ₀-δ₁+φ)   方程序(4)

同相模拟补偿信号It’与正交相模拟补偿信号Qt’是由同相模拟信号It及正交相模拟信号Qt进行相位补偿及增益补所得。上式方程序(3)是所表示可程序增益补偿组件62所提供的增益补偿值为W，而方程序(4)则表示于校正过程中可程序相位补偿组件72所提供的相位补偿值为ψ。

E(k)＝W*cos(w_mkT₀+θ₀)，其中t＝k*T₀             方程序(5)

F(k)＝W*cos[w_m(k-1)T₀+θ₀]＝W*sin(w_mkT₀+θ₀)    方程序(6)

方程序(5)是表示于时间t中以取样周期T₀来取样测试同相信号I_t’产生k个取样值，并输出取样信号E(k)。方程序(6)是对取样信号E(k)延迟一个取样周期T₀，亦即取样周期T₀是2π/ω_m的四分之一，所以cos函数便会转换成一sin函数。

G(k)＝-(1+ε₁)sin(w_mkT₀+θ₀-δ₁+φ)，其中t＝k*T₀方程序(7)

y(t)＝G(k)+F(k)＝W*sin(w_mkT₀+θ₀)-(1+ε₁)sin(w_mkT₀+θ₀-δ₁+φ)

                                                方程序(8)

ε(t)＝d(t)-y(t)＝-W*sin(w_mkT₀+θ₀)-(1+ε₁)sin(w_mkT₀+θ₀-δ₁+φ)，其中

d(t)＝0                                         方程序(9)

方程序(7)是表示在时间t中以取样周期T₀来取样测试正交相信号Q_t’产生k个取样值，并输出取样信号G(k)。方程序(7)是表示取样信号G(k)与延迟信号F(k)经由合成产生一合成信号y(t)。对于方程序(9)而言，上述的d(t)是一容许误差临界值，用来设定以最小均方运算校正相位与增益不匹配时可容许的误差量。

$>>>X>2>>>(>k>)>>=>>>\partial >ϵ>>(>k>)>>>>\partial >\phi >\; >=>cos>>(>>w>m>>k>>T>0>>+>>\theta >0>>->>\delta >1>>+>\phi >)>>\cong >W>*>cos>>(>>w>m>>k>>T>0>>+>>\theta >0>>)>>=>E>>(>k>)>>,>>>$

其中

ψ远小于1                                         方程序(10)

$>>>X>1>>>(>k>)>>=>>>\partial >ϵ>>(>k>)>>>>\partial >W>\; >=>->sin>>(>>w>m>>k>>T>0>>+>>\theta >0>>)>>=>->F>>(>k>)>>>>$

方程序(11)

方程序(10)与方程序(11)分别表示最小均方运算所需的输入参数X₁(k)与X₂(k)，因此，明显可知一输入参数X₁(k)即为延迟信号F(k)的反相信号，以及另一输入参数X₂(k)即为取样信号E(k)，所以图5所示的最小均方运算单元78便可经由耦接于取样单元64与延迟单元66的输出端来达到接收所要的输入参数X₁(k)与X₂(k)的目的，请注意，输入参数X₁(k)是延迟信号F(k)的反相信号，因此延迟信号F(k)必须先经由反向处理(例如一反向器)后才用来作为输入参数X₁(k)。

W(k+1)＝W(k)+2μ*sign[-y(k)]*sign[-F(k)]        方程序(12)

φ(k+1)＝φ(k)+2μ*sign[-y(k)]*sign[E(k)]       方程序(13)

如业界所已知，方程序(12)与方程序(13)是已知最小均方运算的回路方程序，所以，便可经由最小均方运算来消除直接降频式收发机40的增益不匹配与相位不匹配。

需注意的是，本发明所提出的方法亦可在与远程通信系统进行通信之前，以收发机的发送端发送测试信号至接收端来对自身进行相位及增益补偿的方式来实施。

本发明所提出的用于直接降频架构收发机的同相/正交相不匹配校正单元与方法是依据利用同相/正交相模拟信号来量测两信号的同相/正交相不匹配的情形。并以最小均方运算以产生相位补偿值以及增益补偿值，在模拟端对同相/正交相模拟信号进行相位及增益补偿。由于本发明是利用一独立于数字信号处理器的运算单元提供最小均方运算所需要的参数，并不需要外加校正信号，且在模拟端进行校正。所以不仅可降低系统复杂度，更大幅降低数字信号处理器的运算负担。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明专利的涵盖范围。