交流电动机的控制装置、双片逆变器及单片逆变器

摘要

本发明利用耐高压的比较简单的电路降低转矩脉动，且即使转动速度或负载变化，也能高效率地驱动电动机的交流电动机控制装置及半导体装置。检测电动机的感应电动势和相对相位被固定的第1相位信号、和电动机的电流极性信号，识别两者的相位差，将该相位差按照可高效率驱动电动机并接近于零那样生成第2相位信号，基于该第2相位信号，生成拟和正弦波形状或梯形波的调制波信号，比较该调制波信号和载波信号，由PWM控制逆变器。

说明书

技术领域

本发明涉及驱动交流电动机的控制装置——双片逆变器(double chipinverter)和单片逆变器(one chip inverter)。

背景技术

近年来，在交流电动机中，用逆变器驱动永磁同步电动机的方法正广泛应用，家电等领域价格竞争激化，期望提供一种廉价的逆变器驱动装置。因此，在永磁同步电动机驱动装置中，使用电路构成简单、电动机效率也能相对提高的120度通电方式。

采用120度通电方式的电动机驱动装置中，由磁极位置检测器检测电动机转子的磁极位置，在转子磁束与定子磁束直交时，控制逆变器装置的各开关器件的接通/断开，使3相线圈中的两个线圈流过电流驱动电动机。

众所周知，这种120度通电方式，在通电线圈切换动作(换流)时，会产生转矩脉动，因而产生噪声。

另外，当电动机电流波形中含有很多高次谐波成份时，一般的，也易发生电动机转矩脉动。因电动机转矩由电动机感应电动势和电动机电流乘积组成，所以对电动机电流波形的依赖程度很大。这种转矩脉动，会使电动机本体振动和安装电动机的架台振动，这种振动就成为噪声。

作为低噪声化的方法，有通过PWM(脉宽调制)控制，使电动机驱动电流为正弦波形的方法。具体地说，是产生与转子位置相对应的正弦波形状的调制波信号，将此调制信号与载波信号相比较，生成PWM信号，通过逆变器输出PWM电压。为了产生与转子位置相对应的正弦波形状的调制波信号需用微型计算机和其内置的PWM定时器，这与120度通电方式相比较装置既复杂又高价。

与此相对，作为用比较简单的电路实现低噪声的电动机驱动电路的方法，对于产生的正弦波形状的调制信号，利用模拟电路，通过滤波电路平滑3级的调制波形，这样电流波形平滑后，可减低电动机的噪声。

另一方面，高效率地驱动电动机，期望按照转动速度和负载等，控制电动机的电压、电流、感应电动势的最佳相位关系(参照特许文献1)。

对此，有设定与电动机转动速度成比例的超前角时间，利用模拟电路按照转动速度提前电压相位的方法(参照特许文献2)。

另外，还有按照负载控制电动机的电压相位，使各相线圈上产生的感应电动势的相位和各相电流之间相位一致的方法(参照特许文献3)。

上述特开2001-251886号公报所公示的方法中，调制波形仍含有很多畸形波成分，不能充分达到低噪声化。另外，电动机电压相位与电动机的转子位置检测信号同步，不能对应负载变化达到高效控制。

上述特开平2001-45787号公报中所公示的方法中，在某种负载条件下，转动速度变化时能高效驱动电动机，在当负载条件变化时，就不能实现高效率的控制。

上述特开平9-215375号公报中所公示的方法中，将正弦波形状的电压比率数据预先存储在ROM中，用数字电路产生电动机的电压相位。这样，控制部分和功率器件的耐压不匹配，不适于将两者安装在同一片上。

特许文献1：特开2001-251886号公报；

特许文献2：特开2001-45787号公报；

特许文献3：特开平9-215375号公报。

发明内容

本发明考虑到上述几点，目的在于，提供利用一种用高耐压的比较简单的电路，减低转矩脉动，并且即使转动速度和负载变化也能高效率地驱动电动机的交流电动机控制装置及半导体装置。

本发明特征之一是交流电动机的控制装置中具备：第2相位信号控制器，其基于第1相位信号发生器产生的第1相位信号和由电流极性检测器产生的逆变器驱动交流电动机的电流极性信号之间的相位差、及对应上述交流电动机转动速度的指令信号，使上述相位差接近为零那样产生第2相位信号；调制波发生器，其基于上述交流电动机转动速度的指令信号和上述第2相位信号产生的多个调制信号；脉宽调制器，其将上述多个的调制波信号和载波信号进行比较，进行脉宽调制控制上述逆变器。

(发明效果)

本发明利用比较简单的电路通过使电动机的感应电动势和电流几乎同步，提供能高效驱动电动机的交流电动机控制装置——双片逆变器和单片逆变器。

附图说明

图1是本发明的第1实施例的构成图。

图2是各相第1相位信号和电流极性信号的相位关系。

图3是第1实施例中的第2相位信号控制器的构成图。

图4是第1实施例中的相位差识别器的构成图。

图5是第1实施例中的相位差识别器动作波形的例子。

图6是第1实施例中的第2相位信号发生器的构成图。

图7是第1实施例中的第2相位信号发生器动作波形的例子。

图8是转动速度变化时的第2相位信号发生器的动作波形的例子。

图9是调制波发生器的构成图。

图10是调制波发生器的动作波形的例子。

图11是梯形波调制器的构成图的例子。

图12是梯形波调制器的主要部分波形的例子。

图13是拟和正弦波调制器构成图的一例。

图14是拟和正弦波调制器的主要部分波形的例子。

图15是不使用第2相位信号控制器时的动作例子。

图16是使用了第2相位信号控制器时的动作例子。

图17是梯形波形状的说明图例。

图18是第2实施例中的第2相位信号控制器的构成图。

图19是第2实施例中的相位差识别器的构成图。

图20是第2实施例中的第2相位信号发生器的构成图。

图21是第3实施例中的第2相位信号发生器的构成图。

图22是第3实施例中的第2相位信号发生器的动作波形的例子

图23是调制波发生器的其他例的构成图。

图24是拟和正弦波调制器的其他例的构成图。

图25是拟和正弦波调制器的其他例的主要部分波形。

图中：1-商用电源，2-整流电路，3-逆变器，4-永磁同步电动机，5-第1相位信号发生器，6-脉宽调制器，7、7A-调制波发生器，8-速度控制运算处理机构，9-F/V变换器，10-控制电路，11-单片逆变器，12-内置驱动电路的电动机，13、13A-第2相位信号控制器，14-电流极性检测器，21、21A-相位差识别器，22、22A、22B-第2相位信号发生器，23-梯形波调制器，24、24A-拟和正弦波调制器，31-相位差检测器，32-相位差识别信号发生器，33、63-加法器，34-相位差信号发生器，41、41A-分配器，42、42A、42B-充放电信号发生器，43、43A、43B-斜波信号发生器，44-各相斜波信号发生器，45-比较器，46-零电平设定器，47-相位差/速度信息信号发生器，48-阈值设定器，51-平坦部30度梯形波形成器，52-采样保持电路A，53-采样保持电路B，61-减法器，62-放大器。

具体实施方式

本发明的第1实施例用图1至图14加以说明。

(实施例1)

在图1中，1是商用电源，2是整流电路，11是由单片IC集成电路构成的单片逆变器，4是3相永磁同步电动机(以下简称电动机)，8是速度控制运算处理机构，9是F/V变换器(频率—电压变换器)。单片逆变器11由控制电路10组成，该控制电路10由逆变器3、由脉宽调制器6、调制波发生器7、第2相位信号控制器13及电流极性检测器14构成。

商用电源1与整流电路2连接，通过该整流电路2，对逆变器3供给直流电压，通过该逆变器3将可变电压、可变频率的交流电供给到电动机4。

上述电动机4是转子上具有永久磁铁的交流电动机，具备第1相位信号发生器5，其检测永磁发出的磁束，检测转子磁极位置。该第1相位信号发生器5是由对应各相的3个霍尔IC构成的磁极位置检测器，各相的电气相位差设置为120度，输出作为逻辑信号的第1相位信号hu、hv、hw。

单片逆变器11安装在电动机4的壳体内，与电动机4和第1相位信号发生器5，共同构成内置驱动电路的电动机12。

上述第1相位信号hu、hv、hw中具有电动机的转动速度信息(如脉冲信号的周期等)，所以如将上述第1相位信号hw输入到F/V变换器9，就可输出与实际速度相对应的速度电压信号。这里，可以用hu、hv代替第1相位信号hw，也可以用hu、hv、hw中的多个信号。

速度控制运算机构8，输入作为F/V变换器9的输出的速度电压信号，通过与速度控制运算处理机构8中设定的速度指令相比较，使其偏差大致为0，输出控制信号VSP，将它输入到上述调制波发生器7及第2相位信号控制器13中。

电流极性检测器14，按照从逆变器3中得到的电流极性信息，输出作为逻辑信号的电流极性信号Ipu、Ipv、Ipw。

图2所示为各相第1相位信号和电流极性信号的相位关系。本实施例中如图2(a)～图2(c)所示，各相第1相位信号的上升沿与各相感应电动势从正向越向负向时的零交叉点一致，下降沿与从负向越向正向时的零交叉点相一致。另外，如图2(d)～图2(f)所示，各相电流极性信号的上升沿与各相电动机电流从正向越向负向时的零交叉点一致，下降沿与负向越向正向时的零交叉点相一致。

第2相位信号控制器13，输入上述第1相位信号hu、hv、hw和上述电流极性信号Ipu、Ipv、Ipw以及上述控制信号VSP，基于上述信号，输出第2相位信号hsu、hsv、hsw。

另外，调制波发生器7，输入上述第2相位信号hsu、hsv、hsw和上述控制信号VSP，基于这些信号，输出3相的调制波信号mu、mv、mw。

另外，脉宽调制器6，输入上述的调制波信号mu、mv、mw，与内部产生的载波信号相比较，输出与构成逆变器3的上述6个开关器件相对应的PWM信号。

构成单片逆变器11的上述逆变器3由如功率MOSFET管、绝缘栅型场效应管(IGBT)等6个开关器件组合电路。各个开关器件根据脉宽调制器6输出的PWM信号进行开关控制。

在本例中，向第2相位信号控制器13输入控制信号VSP是为了将电动机转动速度信息反映到第2相位信号控制，即电压相位的控制中。这里，所谓控制信号VSP是控制电动机的转动速度的速度控制用电压指令，含有电动机的转动速度信息。因此，在以一定的转动速度运行时，电压相位控制中不需要转动速度信息的情况下，控制信号VSP可以不输入到第2相位信号控制器13中。

下面，对第1实施例中第2相位信号控制器13的内部用图3加以说明。图3表示第2相位信号控制器13的构成。第2相位信号控制器13由相位差识别器21和第2相位信号发生器22构成。相位差识别器21输入为上述控制信号VSP、上述第1相位信号hu、hv、hw和上述电流极性信号Ipu、Ipv、Ipw。它能够识别出第1相位信号和电流极性信号相位偏差的大小、超前/滞后关系及电动机的转动速度信息，输出相位差信号VC_lag。在第2相位信号发生器22中输入上述第1相位信号hu、hv、hw和相位差信号VC_lag，按照相位差信号，输出与第1相位信号同相位或超前相位的第2相位信号hsu、hsv、hsw。

另外，在本例中虽然将控制信号VSP输入到相位差识别器21中，在转动速度一定运转时，电压相位控制不需要转动速度信息的情况下，控制信号VSP可以不输入到相位差识别器21中。

下面，对第1实施例中相位差识别器21内部，用图4、图5加以说明。

图4表示相位差识别器21的构成。另外，图5表示相位差识别器21的动作波形的例子。

相位差识别器21由相位差检测器31u、31v、31w，相位差识别信号发生器32u、32v、32w，加法器，相位差信号发生器34和电容器C1组成。

第1相位信号hu、hv、hw，电流极性信号Ipu、Ipv、Ipw被分别输入各相相位差检测器31u、31v、31w，输出为各相位偏差信号Au、Av、Aw和超前/滞后信号Bu、Bv、Bw。这里，各相位偏差信号只在产生各相第1相位信号和电流极性信号的相位偏差期间为正值，如图5(a)～图5(c)所示，第1相位信号hu和电流极性信号Ipu之间的相位差越大，相位偏差信号Au正值的期间越长。

另一方面，超前/滞后信号将第1相位信号上升沿时的电流极性信号反相值保持到第1相位信号的下一个上升沿时刻。如图5(d)所示，电流极性信号Ipu的相位比第1相位信号hu的相位滞后时，超前/滞后信号Bu具有正值，相反，电流极性信号Ipu的相位比第1相位信号hu的相位超前时，超前/滞后信号Bu具有负值。

将相位偏差信号Au、Av、Aw和超前/滞后信号Bu、Bv、Bw及控制信号VSP分别输入到相位差识别信号发生器32u、32v、32w各相，输出振幅与控制信号VSP成比例的相位差识别信号Du、Dv、Dw。

将相位差识别信号Du、Dv、Dw输入到加法器33，输出为相位差识别信号各相的总和F。相位差识别信号各相的总和F，其振幅也是与控制信号VSP成比例的。

将相位差识别信号各相的总和F输入到相位差信号发生器34，将与相位差信号发生器34相连接的电容器C1，从相位差信号发生器34内部的恒电流源(图中未示)按照相位差识别信号各相的总和F充放电进行积分，输出相位差信号VC_lag。这样产生的相位差信号VC_lag上具有第1相位信号和电流极性信号的相位差信息及电动机转动速度信息。

还有，在本实施例中，控制信号VSP输入到相位差识别信号发生器32u、32v、32w中，最终可使电动机的转动速度信息反映到相位差信号VC_lag中。因此，控制信号VSP的输入端可以不是相位差识别信号发生器32u、32v、32w，而是各相相位差检测器31u、31v、31w或者加法器33或者相位差信号发生器34。

另外，在以一定转动速度运行时等，电压相位控制不需要转动速度信息的情况下，控制信号VSP也可不输入到图4所示装置的任何部分中。

另外，本实施例中产生了各相的相位差识别信号Du、Dv、Dw，取其总和生成相位差信号，但若只用相位差识别信号Du、Dv、Dw中任何一个，也可产生相位差信号，也可用相位差识别信号Du、Dv、Dw中任何两个产生相位差信号。在这种情况下，不使用相的第1相位信号和电流极性信号不需输入到相位差识别器21中，另外，也可去掉不使用相的相位差检测器和相位差识别信号发生器等等。

下面，对第1实施例中的第2相位信号发生器22内部，用图6、图7加以说明。

图6例示第2相位信号发生器22的构成。另外，图7所示为第2相位信号发生器22的动作波形的例子。

第2相位信号发生器22由分配器41，充放电信号发生器42，斜波信号发生器43，电容器C2，各相斜波信号发生器44u、44v、44w，比较器45u、45v、45w和零电平设定器46组成。

将第1相位信号hu、hv、hw输入到零电平设定器46中，如图7(a)～图7(c)所示，输出为将中间值作为新的零电平的新第1相位信号hu1、hv1、hw1。

将新第1相位信号hu1、hv1、hw1输入到分配器41中，通过分配器41内部的加法器(图中未示)。

Nu＝hu1+hv1

Nv＝hv1+hw1

Nw＝hw1+hu1

按照这些关系式，输出图7(d)～图7(f)所示的屏蔽信号Nu、Nv、Nw。

将屏蔽信号Nu、Nv、Nw和由相位差识别器21输入的相位差信号VC_lag，入到充放电信号发生器42中。过充放电信号发生器42内部的加法器取(图中未示)蔽信号Nu、Nv、Nw的总和，产生电气角60度周期性的方波信号，振幅与VC_lag成比例，输出如图7(g)所示的充放电信号G。

将充放电信号G输入到斜波信号发生器43中，通过与斜波信号发生器43相连接的电容器C2，从斜波信号发生器43内部恒电流源(图中未示)按照充放电信号G进行充放电积分，产生如图7(h)所示的斜波信号SS的倾斜部分，其斜角与相位差信号VC_lag成比例。还有，在充放电信号G从正向负或者从负向正切换时刻，电容器C2的电荷瞬时放电为零电平，使下一个斜率从零电平开始。

斜波信号SS和屏蔽信号Nu、Nv、Nw输入到各相的斜波信号发生器44u、44v、44w中，对于斜波信号发生器SS，通过对各相屏蔽信号Nu、Nv、Nw的零电平间的屏蔽，输出各相的斜波信号Su、Sv、Sw。

将各相的斜波信号Su、Sv、Sw和新第1相位信号hu1、hv1、hw1分别输入到各相的比较器45u、45v、45w中，输出第2相位信号hsu、hsv、hsw。

这里，举U相为例，对第2相位信号的相位比第1相位信号超前情况(情况1)和不超前情况(情况2)的动作分别加以说明。

U相新第1相位信号和U相斜波信号分别如图7(a)、图7(i)所示，当两波形重叠时，如图7(j)里虚线所示，具有用黑圆点表示的交点。若在此交点处使新第1相位信号反相，如图7(j)中实线所示产生第2相位信号，如图t1～t4所示，会产生超前新第1相位信号的相位，即本实施例中是把各相新第1相位信号作为各相斜波信号的阈值使用。

另一方面，U相新第1相位信号和U相斜波信号分别如图7(a)、图7(k)所示，当两波形重叠时，如图7(l)里虚线所示，具有用黑圆点表示的交点，因为这些交点与新第1相位信号的反相信号相位相一致，如图7(l)中实线所示，第2相位信号与新第1相位信号相一致，相位不超前。

综上所述，本实施例中第2相位信号从第1相位信号来看，电气角能够略超前0度～60度范围。

下面，阐述本实施例中将控制信号VSP输入到第2相位信号控制器13中是为了将控制信号VSP的信息反映到各相斜波信号Su、Sv、Sw的理由。

控制信号VSP如前所述，是控制电动机转动速度的速度控制用电压指令，含有电动机的转动速度信息。这里，图8表示转动速度变化时的第2相位信号发生器22动作波形的例子。虚线表示U相新第1相位信号和U相斜波信号，实线表示U相第2相位信号。

如图8(a)所示，在某一转动速度时，U相斜波信号和由U相新第1相位信号生成的阈值相交，能够使相位超前。但如果转动速度突然变为2倍时，如不将控制信号VSP的信息反映到各相斜波信号Su、Sv、Sw中，如图8(b)所示，斜波的倾斜角仍和图8(a)相同，不能迅速产生相位超前。而将控制信号VSP反映到各相斜波信号Su、Sv、Sw中时，如图8(c)所示，可按照转动速度瞬时改变斜率的倾斜角，迅速产生相位超前。本实施例中采用控制信号VSP作为转动速度信息。

另外，也可从上述第1相位信号hu、hv、hw的脉冲信号周期上产生具有转动速度信息的信号，来代替控制信号VSP，作为转动速度信息使用。

对于调制波发生器7，用图9加以说明。

图9表示调制波发生器7的构成。调制波发生器7由梯形波调制器23和拟和正弦波调制器24构成。

梯形波调制器23，输入为上述控制信号VSP和上述第2相位信号hsu、hsv、hsw，按照这些信号产生具有2个一定电平的3相梯形波信号tru、trv、trw。本实施例中，这一定电平的区间为电气角30度。

另外，拟和正弦波调制器24是将这些梯形波信号tru、trv、trw作为输入，产生为第2调制波信号的3相拟和正弦波信号mu、mv、mw。

下面，关于调制波发生器7各部分的波形，用图10加以说明。

如图10(a)～图10(c)所示，第2相位信号hsu、hsv、hsw是保持电气角120度相位差的方波信号，图10(d)～图10(f)所示的梯形波信号tru、trv、trw为含有电气角30度平坦部的梯形波信号，另外，图10(g)～图10(i)所示的拟和正弦波信号mu、mv、mw为用折线近似的拟和正弦波信号。

梯形波信号tru、trv、trw的相位和第2相位信号hsu、hsv、hsw相对应相位被固定。例如从梯形波信号tru的平坦部开始倾斜的时刻，正是第2相位信号hsv的上升沿或者下降沿时刻。另外，梯形波信号的振幅由上述控制信号VSP决定。

梯形波调制器23内部用图11和图12加以说明。

图11表示梯形波调制器23构成，这个梯形波调制器23由以平坦部30度的梯形波形成器51为中心，两个采样保持电路52、53和3个电容器Cu、Cv、Cw构成。

将从速度控制运算处理机构8输出的控制信号VSP和第2相位信号hsu、hsv、hsw输入到平坦部30度的梯形波形成器51中。

两个采样保持电路52、53用以保持作为梯形波信号的某种电平，三个电容器被平坦部30度的梯形波形成器51内部的恒电流源充放电，用以产生平坦部30度的梯形波调制波形。

图12表示具有上述构成的梯形波调制器23的各部分波形，用此图说明其动作。

平坦部30度梯形波形成器51如图12所示，在第2相位信号hsu上升沿时刻PA点由恒电流源对U相电容器Cu开始充电，由此形成U相梯形波tru的上升沿斜波部分，第2相位信号hsw的上升沿时刻PC点将U相电容器电压值取入采样保持电路A(52)，将该值作为truA。

这里，对于理想的平坦部30度的梯形波中的，梯形波上侧平坦部的值大小trumax和下侧平坦部的值大小trumin的差值应为零电平。此时，梯形波最大值的上限值trumax可用truA×5/3的关系求得，通过truA产生trumax，U相电容器电压达到trumax时刻PD点停止充电，保持上限值trumax，形成梯形波的上侧平坦部。

并且，在第2相位信号hsv的下降沿时刻PE，U相电容器Cu通过恒电流源开始放电，形成U相梯形波tru的下降沿斜波部分。

还有，用采样保持电路B取出第2相位信号hsw下降沿时刻PG点，将U相电容器的电压值取入采样保持电路B(53)中，将该值作为truB。理想的平坦部30度梯形波情况，其梯形波最小值的下限值trumin可由trumin＝truB×5/3的关系求得，因此预先由truB产生trumin，U相电容器Cu电压达到trumin的PH点时开始放电。而且，保持下限值trumin一直到第2相位信号hsv的上升沿时刻PI，形成梯形波的下侧平坦部。

另外，电容器充电或放电的恒电流源的电流大小与控制信号VSP成比例。因此，梯形波斜波的倾斜角与控制信号VSP成比例，其结果使梯形波的振幅与控制信号也成比例。

V相和W相同U相一样，产生平坦部30度的梯形波，每隔120度相位偏差的3相梯形波信号。

对于拟和正弦波调制器24内部，用图13和图14加以说明。

图13表示拟和正弦波调制器24的构成。这种拟和正弦波调制器24的各相由减法器61、增益系数Kg的放大器62组成。

从平坦部30度梯形波信号tru、trv、trw，通过减法器61和放大器62，利用关系式

mu＝Kg×(tru-trv)

mv＝Kg×(trv-trw)

mw＝Kg×(trw-tru)

求得拟和正弦波信号mu、mv、mw。这里Kg是决定拟和正弦波信号振幅的增益。

图14表示拟和正弦波调制器24的主要部波形。tru、trv、trw是3相平坦部30度的梯形波。上述式中Kg＝1时，mu、mv、mw为如图14所示的拟和正弦波。

本实施例中的动作例，用图15和图16加以说明。

图15表示不用第2相位信号控制器13，在调制波发生器7中输入第1相位信号hu、hv、hw和控制信号VSP，按照这些信号，产生调制波信号mu、mv、mw，驱动电动机时的动作例。另外，图16表示按照本实施例，用第2相位信号控制器13驱动电动机时的动作例。无论哪种方式，转动速度指令为500r/min恒定，时间为1s时使负载转矩急剧变化时的动作仿真结果。

不用第2相位信号控制器13时如图15(b)所示，uvw坐标系里的电动机电流变换为dq坐标系里的d轴电流时，在负载变化前后，从负值变为正值时，始终离零值很远，感应电动势和电流相位错位，从而驱动效率下降沿。

另一方面，使用第2相位信号控制器13时如图16(b)所示，uvw坐标系里的电动机电流变换为dq坐标系里的d轴电流时，在负载变化之后会多少出现偏离零值，但稳定后几乎为零值，感应电动势和电流相位控制得几乎一致，因而能达到高效率驱动。

本说明书的实施例中，图17的上图为1周期内含有2个一定电平的3相梯形波的例子。这个波形中因转折点少，电压波形变化平滑，可使因转折点原因产生的转矩脉动减少。

另外，梯形波也可以是一个周期中含有2个以上多个定电平的3相梯形波，本发明中如图17下图所示，一个周期中含有4个一定电平的梯形波等。

(实施例2)

本发明的第2实施例用图18到图20进行说明。

第2实施例是把第1实施例中的第2相位信号控制器13替换为图18所示的第2相位信号控制器13A，其他与图1构成相同。对于第2实施例中的第2相位信号控制器13A的内部，用图18加以说明。

第2相位信号控制器13A，由相位差识别器21A和第2相位信号发生器22A构成。它和第2相位信号控制器13的最大区别在于：是不将控制信号VSP输入到相位差识别器21A中，而是输入到第2相位信号发生器22A中。

在相位差识别器21A中，输入是上述第1相位信号hu、hv、hw和上述电流极性信号Ipu、Ipv、Ipw，它能识别第1相位信号和电流极性信号之间的相位差大小及超前/滞后关系，并输出相位差信号VC_lag。

在第2相位信号发生器22A中输入是上述控制信号VSP，上述第1相位信号hu、hv、hw和相位差信号VC_lag，按照电动机的转动速度及相位差信号，输出与第1相位信号同相位或超前相位的第2相位信号hsu、hsv、hsw。

下面对第2实施例中相位差识别器21A内部，用图19加以说明。图19表示相位差识别器21A的构成。它和相位差识别器21的区别在于：没有控制信号VSP的输入。因此，相位差识别器21A输出的相位信号VC_lag不含有电动机的转动速度信息。

对于第2实施例中第2相位信号发生器22A内部用图20加以说明。图20表示第2相位信号发生器22A的构成。它和第2相位信号发生器22的区别在于：输入控制信号VSP和具有相位差/速度信息信号发生器47。本实施例中，如前所述，由相位差识别器21A输出的相位差信号VC_lag不含电动机的转动速度信息，用相位差/速度信息信号发生器47，按照控制信号VSP和相位差信号VC_lag，通过加法器或乘法器，生成含有转动速度信息的新相位差信号VC_lag1。

另外，在本实施例中，已将控制信号VSP输入到相位差/速度信息信号发生器47中，所以也可不输入到分配器41或充放电信号发生器42或斜波信号发生器43或各相斜波信号发生器44u、44v、44w等当中，即最终要将控制信号VSP或者说电动机的转动速度信息反映到各相斜波信号中。

另外，在以一定转动速度运行时，电压相位控制不需要转动速度信息情况下，控制信号VSP也可不输入到图20所示装置的任何部分。

(实施例3)

本发明的第3实施例，用图21和图22加以说明。

第3实施例是将第1实施例中第2相位信号发生器22替换为图21所示的第2相位发生器22B，其他部分图1和图3所示构成相同。

对于第3实施例中第2相位信号发生器22B内部，用图21和图22加以说明。

图21表示第2相位信号发生器22B的构成。与第2相位信号发生器22的区别在于：含有充放电信号发生器两个(42A，42B)，斜波信号发生器两个(43A，43B)，电容器两个(C3、C4)和阈值设定器48。

另外，图22表示第2相位信号发生器22B的动作波形的例子。

将第1相位信号hu、hv、hw输入到零电平设定器46中，如图22(a)～图22(c)所示，输出将中间值视为新的零电平的新第1相位信号hu1、hv1、hw1。

将新第1相位信号hu1、hv1、hw1输入到分配器41A中，通过分配器41A内部的减法器(图中未示)，按照

Nu＝hv1-hw1

Nv＝hw1-hu1

Nw＝hu1-hv1

这些关系式，输出图22(d)～图22(f)所示的屏蔽信号Nu、Nv、Nw。

将屏蔽信号Nu、Nv、Nw和从相位差识别器21输入的相位差信号VC_lag，输入到充放电信号发生器42A、42B中。在充放电信号发生器42A内部，顺次切换屏蔽信号Nu、Nv、Nw为正值的相，如图22(g)所示，输出在每120度中具有不连续部分的充放电信号G1。在充放电信号发生器42B内部，顺次切换屏蔽信号Nu、Nv、Nw为负值的相，如图22(h)所示，输出在每120度中含有不连续部分的充放电信号G2。充放电信号G1和G2的振幅都与VC_lag成比例。

将充放电信号G1输入到斜波信号发生器1(43A)中，通过与斜波信号发生器1(43A)相连续的电容器C3，从斜波信号发生器1(43A)内部的恒电流源，按照充放电信号G1，进行正的充电积分，产生图22(i)所示的正的斜波信号SS1的斜波部分，其倾斜角与相位差信号VC_lag成正比，另外，在充放电信号G1的不连续部分，电容器C3的电荷瞬时放电为零电平，使下一个斜率从零电平开始。

充放电信号G2同样也输入到斜波信号发生器2(43B)中，通过与斜波信号发生器2(43B)相连接的电容器C4，从斜波信号发生器2(43B)内部的恒电流源，按照充放电信号G2进行负的充电积分，产生图22(j)所示的负的斜波信号SS2的斜波部分，其倾斜角与相位差信号VC_lag成正比，另外，在充放电信号G2的不连续部分，电容器C4的电荷瞬时放电为零电平，使下一个斜率从零电平开始。

将正和负的斜波信号SS1、SS2和屏蔽信号Nu、Nv、Nw输入到各相的斜波信号发生器44u、44v、44w中，对应正和负的斜波信号SS1、SS2，通过屏蔽各相屏蔽信号Nu、Nv、Nw的零电平间隔，输出各相的斜波信号Su、Sv、Sw。

各相斜波信号Su、Sv、Sw达到阈值设定器48所生成的阈值信号TH时，将分别被输入到各相比较器45u、45v、45w中，输出第2相位信号hsu、hsv、hsw。

这里以U相为例，说明第2相位信号的相位比第1相位信号的相位超前的情况(情况1)和滞后情况(情况2)的动作。

U相斜波信号如图22(i)所示，当它和阈值重叠时，具有如图22(l)用黑圆点表示的交点。在交点处反相信号，产生图22(l)实线表示的第2相位信号，如t1～t4所示，比新第1相位信号相位超前。

另一方面，U相斜波信号如图22(k)所示，当它和阈值重叠时，具有如图22(n)用黑圆点表示的交点。在交点处反相信号，产生图22(n)实线表示的第2相位信号，如t5～t7所示，可比新第1相位信号相位滞后。另外，本实施例中，阈值TH为任意定值。

综上所述，本实施例中第2相位信号比第1相位信号超前电气角略0度～60度范围或滞后略0度～60度范围。

在以上的实施例中，作为阈值常用新第1相位信号hu1、hv1、hw1或阈值设定器的输出TH，其电平为固定值，斜波信号的倾斜角是按照第1相位信号和电流极性信号之间的相位差信息及电动机的转动速度信息产生，与相位差信号VC_lag成比例变化，通过斜波信号和阈值交点相位的前后移动，产生第2相位信号hsu、hsv、hsw。但无论怎样变化，斜波信号和阈值的关系是相对的。也可以和以上的实施例相反，使斜波信号的倾斜角固定，阈值电平变化来产生第2相位信号。在那种情况下，阈值电平中含有第1相位信号和电流极性信号之间的相位差信息及电动机的转动速度信息，与相位差信号VC_lag成比例。

另外，在以上的实施例中，控制电路10和逆变器3构成在一片单片IC上。这样，不需要控制电路和逆变器之间的配线，能够减少外部噪声的影响。另外，因为控制电路和逆变器在一个单片上完成，使电动机驱动系统(电动机+逆变器+控制电路)的构建变得容易。

另外，在以上的实施例中，IC装置内置在电动机内，这样，使电动机驱动系统的小型化成为可能。还有，电动机和逆变器间的配线变短，降低外部噪声的影响。

另外，在以上的实施例中，控制电动10和逆变器3在一片IC上单片构成，也可将控制电路10和逆变器3分别在两片IC集成电路上单片构成。通过这种两片的构成，使控制电路的规模变大，或者在控制电路上使用数字电路和微型计算机等等，使其具有更高的控制功能和附加功能。

另外，在以上的实施例中，电容器的充放电等采用模拟电路，也可采用数字电路或微型计算机等实现与实施例相同的动作。

另外，也可用图23所示的调制波发生器7A代替以上实施例中使用的调制波发生器7。调制波发生器7A，为使调制波发生器的电路规模小型化，去掉了拟和正弦波调制器24，只由梯形波调制器23构成。

这样，梯形波调制器23输出的梯形波信号tru、trv、trw直接输入到脉宽调制器6中，与载波相比较，产生PWM信号。

一般地，因电动机线圈上外加的是线电压，这样各相的通电波形是梯形波时，实际上外加电压是各相间的梯形波减法运算后的拟和正弦波形状的电压。当梯形3相为tru、trv、trw时，其线电压为tru-trv、trv-trw、trw-tru，则在电动机上外加了如图14所示mu、mv、mw的拟和正弦波电压。因此，即使各相的调制波为梯形波，在各相上通过拟和正弦波的电压时，也能得到同样的减低脉动的效果。

另外，在调制波发生器7中，也可用图24所示的拟和正弦波调制器24A代替拟和正弦波调制器24。拟和正弦波调制器24A，各相由加法器63和增益系数Kg的放大器62组成。

这样，利用以下的关系式，取出平坦部30度的梯形波各相间的信号，得到拟和正弦波信号。

mu＝Kg×(trv+trw)

mv＝Kg×(trw+tru)

mw＝Kg×(tru+trv)

其波形如图25所示，tru、trv、trw是3相的平坦部30度的梯形波。上式中当Kg＝-1时，mu、mv、mw如图25所示，变成与各相梯形波同相位，比各相梯形波振幅小，平坦部长的拟和正弦波A。

实际上，如上所述，因电动机线圈上外加线电压，则电动机的外加电压为如图25所示的mu-mv、mv-mw、mw-mu平坦部较长的拟和正弦波A在各相间减法运算后的拟和正弦波形状电压。这与图14所示的拟和正弦波一致。这样，如果取出平坦部30度的梯形波信号各相间的和信号，可以得到同样的拟和正弦波，将比各相梯形波tru、trv、trw振幅小的拟和正弦波A(mu、mv、mw)与载波信号相比较，可产生PWM信号。因此，可提高直流电压的利用率，也就是说它具有得到同样的电动机电压时，所需的直流电压的大小可减小的优点。

还有，在以上的实施例中，将拟和正弦波调制器24及拟和正弦波调制器24A输出的拟和正弦波信号和梯形波调制器23输出的梯形波信号作为脉宽调制器6的输入，也可通过RC滤波器等滤波电路平滑波形后再输入到脉宽调制器6中。或者不用拟和正弦波和梯形波，而用正弦波。这样，可更加减低波形的失真率。

综上所述，本发明中波形的失真极小，而且在电动机的转动速度或负载变化时，也能高效率的驱动电动机。

另外，因小电流下能大转矩输出，当电动机的转动速度或负载变化时，能迅速地进行追踪。

另外，通过使用和逆变器元件能安装到同一片上具有同等耐压程度的模拟电路，使以往用微型计算机等实现的相位控制，用含有逆变器的IC单片集成电路这种一体化的控制电路实现。这样，可减轻进行电动机驱动系统的各种控制或状态监视等的微型计算机等的运算处理装置的负荷。因此，就能够采用小型或廉价的运算处理装置。