具有相差校正装置及数据头部检测装置的数据再现装置

摘要

本发明的目的在于提供一种即使在信号的S/N比低时也可以使用于再现数据的时钟和再现信号的最佳采样点之间的相位高精度地同步，并且可正确检测再现后的数据的头部的、具有相差校正装置及数据头部检测装置的数据再现装置。为了实现所述目的，本发明的数据再现装置使用预定的采样时钟，对从信息介质再现后的再现信号进行采样，其特征在于包括：A/D转换装置，其使用采样时钟对再现信号进行采样；相差检测装置，检测被A/D转换装置采样的采样信号的最佳采样点和采样时钟之间的相差；最佳相差校正装置，基于由相差检测装置检测出的相差，将采样信号的采样点的相位校正到最佳相位，使得采样信号成为在最佳采样点上被采样的信号。

说明书

技术领域

本发明涉及一种数据再现装置，特别是涉及一种检测信号间的相差并校正的装置以及检测数据头部的装置。

背景技术

在移动电话及卫星通信等数据收发装置、光盘及磁盘等数据记录或再现装置等很多领域中，为了处理大量的信息，需要进行更大容量的传送及记录。

在以往的光盘及磁盘等数据再现装置中，为了将再现后的数据复原成二进制的信息数据，必须首先再现表示所记录数据的头部的同步信号。使用PLL(锁相电路)电路再现同步信号。PLL的简单原理是，使用电压控制产生器VCO(电压控制振荡器)产生作为将再现信号数字化的基准的时钟信号，并比较所述时钟信号的相位和再现信号的相位，调整VCO产生的时钟信号的相位，以使两者的相位成为预定的关系。

因此，具有对再现信号的相位同步、相位选择、频率同步时的初期相位检测器，从而对再现信号和采样该再现信号的采样时钟之间的相差进行检测。

图1表示以往的数据再现装置的再现系统框图。图1所示的数据再现装置的再现系统主要包括：光头102、接收从光头102输出的信号的AGC104及模拟均衡器105、A/D转换器106、数字波形均衡器107、解码器108、相差检测器110、延迟器111、精确时间标记(FCM)检测器112、PLL 113及地址标记检测器114，其中所述光头102向光盘101照射光束103，并且接受来自光盘101的反射光，将其转换成电信号。

图1所示的以往的数据再现装置的再现系统使用外部时钟方式将从光盘101再现的MO信号120再现为用户数据130。

此处，所谓的外部时钟方式是下述方式：在图1的以往的数据再现装置的再现系统中，再现数据时的时钟并不是从包含信息数据的MO再现信号120自身产生的，而是使PLL 113同步于由精确时间标记检测器112检测出的信号123，从而从自标记在介质上的特别的时钟标志再现出的信号(在图1中为正切推挽信号121)，产生由PLL引起的再现时钟124。

图2A是光盘101上记录的精确时间标记(FCM)201的示意图。此外，图2B是仅摘出一个磁道的盘格式的示意图。并且，图2C是由PLL113从精确时间标记信号产生外部时钟信号124的原理的示意图。

图2A所示的精确时间标记(FCM)201由光头102使用光束103再现。图2B是如上所述由光头102从光盘101再现的精确时间标记(FCM)201的示意图。如图2C所示，通过精确时间标记检测器112检测所述被再现的精确时间标记(FCM)201，从而精确时间标记(FCM)201作为提取成脉冲状的FCM检测信号123而从精确时间标记检测器112输出。由PLL 113对所述FCM检测信号123倍频，从而产生时钟信号124。

另一方面，由光头102从光盘101再现的MO信号120由AGC 104进行信号振幅的控制，并且由模拟波形均衡器105进行波形均衡之后，使用如上所述再现后的时钟，通过A/D转换器106进行采样。

但是，在上述外部时钟方式中，如上所述，为了再现数据而进行采样的采样时钟的频率信息使用从介质再现的精确时间标记。因此，由于检测精确时间标记123的检测系统和检测MO信号120的检测系统在物理上不同，所以在再现后的时钟124和MO信号120被波形均衡之后的信号125之间存在相差。为了对再现信号进行最佳采样，必须调整所述相差。

图3是图1所示的以往的数据再现装置的再现系统的再现信号处理部的示意图，使用所述再现信号处理部调整上述相差。在图3中，带有与图1相同编号的结构要素表示的是相同的结构要素。

如图3所示，将由数字波形均衡器107进行波形均衡之后的采样信号发送给最大匹配解码器108(ML：最大匹配)。并且基于由最大概拟解码器108解码的信号，由相差检测器110检测出上述相差。然后，根据由所述相差检测器110得到的相差信息，由模拟延迟器11改变PLL 113输出的时钟的延迟量。其结果是，使外部时钟126的相位与用于采样由模拟波形均衡器105进行波形均衡之后的MO信号125的最佳相位同步，从而使用外部时钟126，以正确的相位对波形均衡之后的MO信号125进行采样。如上所述，以最佳的采样时钟对波形均衡之后的MO信号125进行采样。

另一方面，根据编码技术等，数据信号处理方式取得了显著的进步，即使在再现信号的SN比低的情况下，也可以进行数据的解调及解码。但是，在再现信号的SN比低、或者存在信号振幅的变动等情况下，很难进行再现信号的最佳采样点和采样再现信号的时钟之间的相位同步调整。为了进行高精度的相位调整，在以往的技术中，存在必须在信息介质上确保更多的相位调整区域的问题，进而，为了高精度地进行相差的检测，存在检测电路的规模增大的问题。

以往，在由PRML(Partial Response Maximum Likelihood，部分响应完全匹配)检测方式解码之后，由ODC(Optical Disk Controller，光盘控制器)检测数据的头部。但是，近年来，为了对正在尝试用于磁记录系统的Turbo代码进行数据块编码及解码，需要在数据的解码之前正确了解再现后的数据的头部。因此，在使用所述Turbo代码的系统中，必须在没有错过一个磁道的数据的情况下，可靠地检测出从信息介质中再现后的数据的头部。

发明内容

本发明就是鉴于上述问题而完成的，其目的在于提供一种即使在信号的S/N比低时也可以使用于再现数据的时钟和再现信号的最佳采样点之间的相位高精度地同步，并且可正确检测出再现后的数据的头部的、具有相差校正装置及数据头部检测装置的数据再现装置。

为了实现上述目的，本发明如下进行：

(1)将可以同时进行相差检测及数据头部检测的区域写入信息介质上的区域。

(2)由A/D转换器使用相位不同步的时钟对从信息介质再现的再现信号进行采样，并且进行求出该采样的信号和预先确定的图案之间的互相关信号的运算。

(3)从互相关运算的结果的信号和对所述结果的信号进行微分后的信号，检测出再现信号和采样时钟之间的相差及数据头部。

(4)基于在上述(3)中检测出的相差信息，选择数字FIR(FiniteImpulse Response，有限脉冲响应)滤波器的系数，并且通过在数字FIR滤波器中对所述采样的再现信号进行插补滤波来进行相位调整，从而形成正确的相位。

(5)或者，基于在上述(3)中检测出的相差信息，使用延迟器改变采样时钟的延迟量，从而进行反馈控制，使得对再现信号采样的A/D转换器的时钟为最佳的采样时钟。

(6)然后，基于在上述(3)中检测出的数据头部信息，将解码开始信息提供给解码器。

由此，与现有技术相比，可以在SN比更低的条件下进行没有振幅变动影响的、高精度相位调整、以及数据头部检测。

附图说明

通过参照附图来阅读以下详细的说明，本发明的其他目的、特征及优点会更加明了。

图1是以往的数据再现装置的再现系统框图的示意图；

图2A是盘片上的精确时间标记的示意图；

图2B是摘出一个磁道的盘格式的示意图；

图2C是从精确时间标记信号产生外部时钟信号的原理的示意图；

图3是再现信号处理部的示意图；

图4是本发明的数据再现装置的结构的第一实施例的示意图；

图5是记录信号的格式的实施例的示意图；

图6是插补型相差校正系统的结构的实施例的示意图；

图7是互相关器的结构的实施例的示意图；

图8是互相关值和其微分运算值之间的关系的示意图；

图9A是相差为0％时的互相关值和其微分运算值之间的第二关系的示意图；

图9B是相差为25％时的互相关值和其微分运算值之间的第二关系的示意图；

图9C是相差为50％时的互相关值和其微分运算值之间的第二关系的示意图；

图10是相差检测器的结构的实施例的框图的示意图；

图11是FIR滤波器的结构的实施例的示意图；

图12是本发明的实施例的时序图；

图13是本发明的数据再现装置的结构的第二实施例的示意图；

图14是相差校正系统的结构的实施例的示意图。

具体实施方式

以下，参照附图说明用于实施本发明的实施方式。

图4示出了使用本发明的数据再现装置的结构的第一实施例。图4中，带有与图1相同号码的结构要素表示的是相同的结构要素。

此外，图5示出了记录信号的格式的实施例。如图5所示，记录信号由多个帧501、511构成。各帧501由同步信号(Sync)502及数据信号(DATA)503构成。本记录信号的格式中，为了计算再现后的同步信号(Sync)502和预定的同步信号图案的相关性，将图案一致时的自相关大的数据作为同步信号(Sync)502。例如，将M序列(极大序列)作为同步信号(Sync)502，并且进而，为了不受来自相邻磁道的混淆(串扰)的影响，按每个磁道各不相同地选择产生M序列的反馈寄存器的反馈方法，从而使得相邻磁道之间的同步信号(Sync)502的代码相关变小。

图4所示的本发明的数据再现装置的结构的第一实施例与图1中的以往的数据再现装置相比在A/D转换器106和数字波形均衡器107之间还具有插补型相差校正系统401。

在图4所示的本发明的数据再现装置中，MO信号120在经过AGC104和模拟波形均衡器105之后，使用与模拟波形均衡器105的输出信号125的最佳采样点不同步的外部时钟126进行A/D转换。将通过A/D转换器106进行了A/D转换的、被采样的信号127提供给本发明的插补型相差校正系统401，在此，进行相差校正、数据头部检测调整，并输出。

然后，进行了相差校正之后的信号由数字波形均衡器107进行波形均衡，然后在解码器108中进行解码，被发送到ODC 109，再从ODC 109作为用户数据130被输出。

图6是图4所示的本发明的插补型相差校正系统401的结构的实施例的示意图。

图6所示的插补型相差校正系统401主要包括相差检测系统601、基于相差信息插补校正采样信号的FIR滤波器607、FIR滤波器的结点系数(タップ係数)选择器605、延迟对FIR滤波器607的输入的缓冲器606、报头发送器608。就功能来说，其被分为相差检测系统601和FIR滤波器607两部分。

相差检测系统601包括互相关器602、微分器603及相差检测器604。

图4所示的由光头102从光盘101再现并进行波形均衡之后的MO信号125通过A/D转换器106使用外部时钟被采样。然后，将所述采样的信号127输入相差检测系统601。输入到相差检测系统601的采样的信号127被输入互相关器602，并且也输入缓冲器606。

图7是互相关器602的结构的实施例的示意图。互相关器602包括移位寄存器701、存储作为基准的同步信号的图案P的寄存器702、乘法器703、704、705及706、以及计算各乘法器的输出总和的总和器707。互相关器602对被采样的信号127进行下式所示的互相关运算。其中，R是互相关值，S是采样信号，P是同步信号(Sync)502的图案，T是外部时钟126的间隔，L是同步信号(Sync)502的图案的长度。

$>>R>>(>t>)>>=>>\int >0>L>>S>>(>t>->\tau T>)>>P>>(>\tau T>)>>d\tau >>>$

即，由乘法器703、704、705及706对存储在移位寄存器701的各部分中的采样值和存储在寄存器702的各部分中的作为基准的同步信号的图案P的值进行乘法运算，并且由总和器707计算乘法器703、704、705及706的输出的总和，并将所述总和作为互相关值R输出。

互相关器602所输出的互相关值R(图中的参照编号610)和由微分器603微分的互相关值R的微分值(1-Ds：Ds表示一个采样时钟的延迟)的运算值R’(图中的参照号码611)被发送到相差检测器604中。

在相差检测器604中，在用于检测相位的互相关比较门(相互相関比較ゲ一ト)打开的期间工作，并计算出相差信息613和报头位置信息612。

此处，说明相差检测的概念。图8是同步信号(Sync)502的采样值和作为基准的同步信号的图案P之间的互相关值与其微分运算值之间关系的示意图。图8的横轴表示采样时间，示出了当再现同步信号(Sync)502时所述互相关值和其微分运算值之间的关系。图中的黑色圆圈标志(●)表示互相关值，白色的圆圈标志(○)表示互相关值的微分运算结果。根据图8，由于微分值表示两点之间的变化量，所以互相关值的微分值刚好比互相关值延迟1/2T_s(T_s是采样时钟间隔)。并且，在互相关值的变化量从正(或负)到负(或正)变化的位置上，互相关值的微分运算值为零。

图9A是相差为0％时的互相关值和其微分运算值之间的第二关系的示意图。图9B是相差为25％时的互相关值和其微分运算值之间的第二关系的示意图。图9C是相差为50％时的互相关值和其微分运算值之间的第二关系的示意图。与图8相同，图中的黑色圆圈标志(●)表示互相关值，白色的圆圈标志(○)表示互相关值的微分运算结果。

由此，检测出互相关值的最大值，然后进行下式所示的运算，从而可从在该时刻运算出的微分运算值和下一个采样时钟下的微分运算值得到相差信息p。

$>>p>=>>>>R>\prime >>>(>T>->>T>s>>)>>>>>R>\prime >>>(>t>->>T>s>>)>>->>R>\prime >>>(>t>)>>>>·>>x>>T>s>>>->>1>2>>·>>x>>T>s>>>>>$

其中，x/T_s表示一个采样间隔的分辨率。

由此，可以检测出最佳相差。此外，互相关值的最大值是报头位置信息h。

图10是相差检测器604的结构的实施例的框图的示意图。相差检测器604主要包括最大比较器1001和最佳相差检测运算器1002。相差检测器604在互相关比较门1010打开的期间工作。最大比较器1001输入互相关比较门1010和互相关值610。互相关值610的值变得比在此之前的最大值大，并且，在最大值被更新的时刻，最大比较器1001更新报头位置信息h(612)并输出，并且向最佳相差检测运算器1002输出激发(Enable)信号1011。并且，使用上式从微分互相关值611算出相差信息p。

接着，在互相关比较门1010关闭的时刻，使用最大比较器1001及最佳相差检测运算器1002分别锁存报头信息h(612)及相差信息p(613)。

接着，读出存储在图6所示的缓冲器606中的被采样的信号，并提供给图6所示的FIR滤波器607。另一方面，由最佳相差检测运算器1002输出的相差信息613被提供给图6所示的结点系数选择器605，从而选择FIR滤波器607的结点系数。

从缓冲器606读出的采样信号基于由最佳相差检测运算器1002输出的相差信息613，使用由结点系数选择器605所选择的结点系数，在FIR滤波器607中被插补为正确的采样点，从而进行了相位调整。

此处，示出了根据具有余弦下降(cosine roll-off)特性的乃奎斯特函数，进行插补相位调整时的例子。具有余弦下降特性的乃奎斯特函数由下式表示。

$>>r>>(>t>)>>=>>>sin>>(>\pi t>/>>T>s>>)>>>>\pi t>/>>T>s>>>>·>>>cos>>(>\pi \beta t>/>>T>s>>)>>>>1>->>>(>2>\beta t>/>>T>s>>)>>2>>>>>>$

其中，r(0)≠0，r(mT_s)＝0：m＝±1，±2，Λ

在这种情况下，分别如下所述来对结点系数k₀，k₁，k₂，k₃，k₄赋值。

$>>r>>(>->2>>T>s>>+>p>>>T>s>>x>>)>>,>r>>(>->>T>s>>+>p>>>T>s>>x>>)>>,>r>>(>p>>>T>s>>x>>)>>,>r>>(>>T>s>>+>p>>>T>s>>x>>)>>,>r>>(>>>2>T>>s>>+>p>>>T>s>>x>>)>>>>$

其中，结点数为5。

当以实际的电路来实现时，为执行上述的运算，需要大规模的电路。因此，实际上，最好预先准备与分辨率相对应数量的结点系数，并从其中进行选择来使用。

图11是FIR滤波器607的结构的实施例的示意图。图11的FIR滤波器607主要包括寄存器1101至1104、系数乘法器1105至1109以及计算各系数乘法器1105至1109的输出总和的加法器1110。将上述结点系数提供给FIR滤波器607的各系数乘法器1105至1109，从而执行缓冲器606输出的采样信号615的插补相位调整。并且，由FIR滤波器607进行插补相位调整的再现信号614被送到图6所示的报头发送器608。

报头发送器608基于由相差检测系统601输出的报头位置信息612，作为输出信号620而发送出同步信号(Sync)，接着从头部起输出数据。

接着，对本发明的操作的时刻进行说明。图12是本发明的实施例的时序图。

图12的MO信号125(A)表示由光头102从光盘101再现，并且经由AGC 104和模拟波形均衡器105提供给A/D转换器106的MO信号125。MO信号125如图5所示由多个帧501等而构成，各帧501由同步信号(Sync)502和数据信号(DATA)503构成。

图12所示的引导触发410(B)是用于进行以地址标记检测器114检测出的地址凹痕为基准而生成的数据的记录及再现的触发信号，并且互相关比较门1010(E)是以引导触发410(B)为基准而生成的、检测相差信息和报头位置信息的相差检测系统601的工作门。上述插补型相差校正系统401可以通过进行图12所示的操作来实现。

在图12中，在MO信号(A)的空闲(Idle)期间产生引导触发信号410(B)，根据所述信号开始引导操作。使用采样时钟(C)由A/D转换器106对MO信号(A)进行采样，并将其作为采样后的信号(D)输出。

接着，在互相关比较门(E)打开期间，互相关器602执行上述的操作。互相关比较门(E)从引导触发(B)的上沿开始，经过与同步信号(Sync)大小相当的期间之后，继续期间γ。

接着，从缓冲器606输出由缓冲器606延迟后的信号615(F)，并输入FIR滤波器607。在FIR滤波器607中，如上所述，产生插补采样信号(G)，并将其输出。其结果是，最佳相位采样信号(H)自互相关比较门(E)关闭的时刻X切换为最佳相位采样值。

然后接下来，报头发送器608根据基于报头位置信息612所产生的报头发送门(I)输出最佳相位采样数据620(J)。

下面说明本发明的数据再现装置的结构的第二实施例。图13是本发明的数据再现装置的结构的第二实施例的示意图。在图13中，带有与图4相同号码的结构要素表示的是相同的结构要素。在图13所示的本发明的数据再现装置的结构的第二实施例中，具有相差检测系统1301，基于由所述相差检测系统1301检测出的相差信息，产生相位延迟信息613。并且，与图1同样，具有延迟采样时钟的相位延迟器111，从而以正确的相位，使用A/D转换器106进行波形均衡化之后的MO信号125的采样。

在图14中示出了图13所示的相差校正系统1301的结构的实施例。在图14中，带有与图6相同编号的结构要素表示的是相同的结构要素。图14的相差校正系统1301不包括图6的结点系数选择器605和FIR滤波器607，并且将相差检测器604所输出的相差信息613反馈到模拟延迟器111，从而控制外部时钟126的相位。并且，使用A/D转换器106，以正确的相位对MO信号125进行采样。

如上所述，依据本发明，其目的在于提供一种即使在信号的S/N比低的情况下，也可以高精度同步用于再现数据的时钟和再现信号的最佳采样点之间的相位，并可正确检测出已再现数据的头部的、具有相差校正装置及数据头部检测装置的数据再现装置。