全球定位系统位置测量方法和位置测量系统

摘要

一种GPS定位方法，通过捕获具有预定持续时间的一部分接收卫星信号，获得接收终端(11)和卫星(S)之间的伪距。获得预定数量的第一输入信号，其中每个信号长度等效于一位导航数据，且处理起始点具有不同延迟。对第一输入信号进行同步求和来获得第二输入信号。接收终端(11)准备的复制PN码(伪模式)作用于第二输入信号以检测导航位极性并校正位极性，以便第二输入信号位极性总为正。对从全部捕获信号导出的结果信号进行同步求和，然后利用接收终端(11)准备的复制PN码对所得的同步求和信号进行相关计算，检测信号延迟值，并利用相关计算结果获得伪距。

说明书

技术领域

本发明涉及一种GPS位置测量方法和GPS位置测量系统，用于通过处理来自卫星的信号，然后计算终端位置，获得若干个卫星和漫游接收终端之间的伪距。接收终端还通过接收和利用基站或服务器发送的辅助信息取得比常规独立GPS接收器高的灵敏度。这样的系统常称为辅助GPS系统，以使其与常规独立接收器区分开来。

背景技术

许多GPS卫星绕地球轨道运行，并连续以相同载波频率发送信号。对各卫星不同的周期性伪随机噪声(PN)码(称为GPSC/A码)由卫星以载波的双相PSK调制的形式发送。在GPS信号中，C/A PN码的一帧(或周期)为1毫秒长，如图1所示，这种帧连续重复发送。包括例如卫星轨道参数信息的导航数据，也从卫星以50比特/秒的双相PSK调制的形式发送。这种数据每一位为20毫秒长，并包含20个连续C/A码调制周期，C/A码调制在数据位值为-1时反转，而在数据位值为1时不进行反转。

可在美国专利5663734中找到提高灵敏度的常规辅助GPS位置测量系统的一个实例。在该系统中，如图14所示，接收单元104具有配备了GPS接收天线105的RF到IF转换器106、将来自RF到IF转换器106的模拟信号转换成数字信号的A/D转换器107、记录A/D转换器107输出的存储器(数字快照存储器)108及处理来自存储器108的信号的通用可编程数字信号处理电路109(称为DSP电路)。

接收单元104还具有连接到DSP电路109的程序EPROM存储器110、频率合成器111、电源稳压器112、写地址电路113、微处理器114、RAM存储器115、EEPROM存储器116、以及具有发射/接收天线117并连接到微处理器114的调制解调器118。

此常规辅助GPS系统的操作如下：基站101命令接收单元104通过数据通信链路119发送的消息进行测量。基站101发送的消息包含通过卫星ID号识别的可见卫星列表以及基站101上接收的各卫星的多普勒频移。该消息由接收单元104中的调制解调器118接收，并存储在与微处理器114相连的RAM存储器115中。微处理器114控制写地址电路113和调制解调器118之间的数据信息传送，并控制接收单元104中的电源管理功能。

当接收单元104接收命令(例如，从基站101)以开始处理GPS信号时，还接收可见卫星的多普勒频移信息。此多普勒信息保存在RAM存储器115中，微处理器114随后根据命令激活电源稳压器电路112。电源稳压器电路112接着通过电源线120a到120e激活RF到IF转换器106、A/D转换器107、存储器108、DSP电路109以及频率合成器111。通过GPS接收天线105接收的来自GPS卫星的信号在从RF下变频到IF频率后，通过A/D转换器107数字化，随后将数字化后的信号存储在存储器108中。所存储的信号通常具有100毫秒到1秒(或更长)的持续时间。

DSP电路109处理存储器108中存储的信号，以获得所考虑的的每个卫星的伪距。DSP电路109可利用快速傅里叶(FFT)算法来大大加快伪距计算速度，这需要在本地生成的参考PN码与接收GPS信号的PN码之间进行许多次互相关运算。正如本技术领域所熟知的那样，FFT可以以比时域相关方法快得多的速度计算这些互相关。

当DSP电路109完成各卫星的伪距计算时，此信息通过互连总线122传送到微处理器114。微处理器114接着利用调制解调器118通过数据通信链路119将伪距数据传送到基站101，以便用于最终的位置计算。

除伪距数据之外，时间延迟也可同时传送到基站101。此延迟是从存储器108中的数据收集开始到通过数据通信链路119传送伪距数据的时延。知道此时延使基站101能够确定数据收集实际开始的时间，这是计算该时刻快速移动的卫星的位置所必需的。这些位置用在伪距计算中，该计算结果又由定位算法用于获得漫游接收器的精确位置。

调制解调器118利用分设的发送/接收天线117通过数据通信链路119发送和接收消息。调制解调器118包括通信接收器和通信发送器，它们都连接到发送/接收天线117。类似地，基站101使用分设的发送/接收天线103来发送和接收数据链路消息。基站101可通过分设的GPS接收天线102连续接收GPS信号。

根据存储在存储器108中的数据量和DSP电路109(或者必要时为若干个DSP电路)的速度，期望DSP电路109执行伪距计算所必需的时间少于几秒。

如前所述，存储器108捕获对应于较长一段时间(可能是100毫秒到1秒或更长)的信号记录。可利用该相同的大存储数据块计算所有可见GPS卫星伪距，这允许足够的处理增益，以取得比使用标准的连续跟踪技术更高的灵敏度。从而在低信号接收电平(因阻塞信号的建筑物、树木等所致)条件下取得优良的性能。但是，与标准接收器相比，需要更多处理。这种处理可以通过利用FFT或其它快速卷积方法等高效率技术完成。

由DSP电路109执行信号处理的目的是为了确定接收PN码波形相对于本地产生的类似PN码波形的延迟。所接收的GPS信号(C/A码)由重复的伪随机PN帧组成，各帧由标称码片速率为1.023×10⁶码片/秒的1023个码片组成。因此，每帧持续时间为1毫秒。

图15A至图15E说明由DSP电路109执行的信号处理步骤。图15A显示接收PN码的重复帧及其与导航消息数据位的关系。虽然每个导航数据位实际上有20个PN帧，但为简单起见，图15A只显示了每位4个帧。如果某位为0，则使该位内4个PN帧的极性反转(此时应该想到该位值为-1)，而如果该位为1，则不反转。第一处理步骤是将每个数据位内的4个(实际为20个)PN帧进行相干相加，以得到图15B所示的结果。此过程(也称相干同步求和)将4个(实际上是20个)PN帧中的每个帧的对应码片进行相加，以得到仿佛每个导航数据位对应单个PN帧的结果，其中如果数据位为0(-1)，则反转该帧极性，而数据位为1，则不反转。

为了简化说明，图15假定已知导航数据位边界位置，以便将正确成组的4个PN帧同步相加。实际上，位边界位置不是已知的。这可能引起问题。例如，如果要同步求平均的所述4帧中的第一帧为图15A中的帧2，则导航数据从0变到1(在帧4的开始处发生)将使帧4和帧5抵消帧2和帧3。在例示本文所述系统的美国专利5663734中，没有规定确定导航数据位边界位置。这是一个缺点，因为当帧成组使得组中某些帧的导航数据位为0(-1)，而其它帧的导航数据位为1时，由于上述抵消，使处理器增益显著降低。因此，此问题需要一种解决方案。

在将每个4 PN帧组同步相加后，将图15B所示各1毫秒结果波形与PN码复制进行相关，以得到图15C所示的相关函数。注意，当同步求和结果的极性与接收器的复制PN码极性相同时，相关函数的峰值极性为正，而当极性相反时为负。

图15D显示图15C所示相关结果幅值，它始终为正，且不反映由导航数据位引起的极性变化。随后将作为幅值获得的相关计算结果同步相加，得到图15E所示的结果(这个过程常称为非相干同步相加)。

此时，通过对许多组PN帧(例如，1秒信号数据内的1000帧)进行相干同步相加，接着进行互相关，然后对互相关函数的幅值进行非相干同步求和，从而极大地提高了灵敏度(S/N比率)。

下面将描述美国专利6329946中给出的另一种常规GPS位置测量系统。这个系统与前述系统相似，即漫游终端从A/D转换器捕获部分GPS信号(可能是100毫秒到1秒或更长)。所存储的数据包含各可见卫星的C/A码的重复帧，并且如前所述，一些帧的极性已经根据GPS导航数据位的符号被反转。但是，此系统与前一系统的不同之处在于：在此系统中，基站(服务器)检测由漫游终端接收的相同的导航数据位序列，并将其传送到漫游终端，从而允许该终端从其存储信号中消除数据调制。此过程称为均化(homogenization)，它使所有PN码帧极性相同，并允许对所有接收帧进行同步求和。与对每数据位仅20帧的相关同步求和相比较，由此得到的处理增益比其它可能方式大得多，并使漫游接收终端有非常高的灵敏度。

但是，由服务器和终端接收的导航数据位序列不一定是时间上对准的，因为服务器到终端的通信链路存在未知和可变的延迟。解决这一问题的一种方法将会是让GPS位置测量系统的接收终端发送定时信号到服务器，服务器接着向该终端回送定时信号，以允许终端确定通信延迟。知道通信时延将允许确定来自基站的导航数据和在终端收集的对应数据的相位差。从而前一位序列可以与后者在时间上对准，以允许在终端将PN帧均化。在均化之后，接着可通过同步求和实现理想的噪声抑制。

但是，在许多通信链路如因特网或分组通信中，通信延迟高度可变，并且是未知的，从而影响以上解决方案的效率。在这种情况下，必须移到许多不同时间位置上重复扫描服务器发送到接收终端的数据位序列，以便实现正确的时间对准。对于各移位值，必须重复所有相关求和以检测信号。这会大大增加获取接收终端位置所需的响应时间。因此，这是一个极大的缺陷，即在没有严格要求知道通信电路中的通信时延的情况下，不能在实际响应时间内执行接收器信号处理，以进行高灵敏度的位置确定。

发明内容

因此，本发明目的是提供一种GPS位置确定方法以及一种GPS位置测量系统，其中，以超高灵敏度和很短的响应时间测量接收终端的位置，即使服务器-终端通信链路具有变化很大的通信延迟，而且卫星信号在例如大楼里接收，即卫星信号受到衰减。

此目的是根据本发明通过包括权利要求1、2或4所述特征的GPS位置测量方法和GPS位置测量系统来解决的。更为详细的实施例参见从属权利要求3和5。

附图说明

下面将参考附图对本发明进行描述，附图中：

图1是GPS接收信号的PN码结构说明图；

图2是说明本发明实施例概要的框图；

图3是显示GPS接收终端组件的框图；

图4是说明存储器的不同部分及其功能的说明图；

图5是说明IF信号转换成I和Q基带信号(从而消除了载波)、A/D转换器以及捕获数字化基带信号的RAM存储器部分(快照存储器)的说明图；

图6是说明消除载波后通过I和Q基带信号的多普勒校正获得PN信号的过程的说明图；

图7是说明从接收GPS信号到获得伪距的各步骤的流程图；

图8是RAM快照存储器的内容图，它说明作为样本存储在存储器中的信号结构组织；

图9是显示处理所捕获的GPS信号的起始点的1毫秒位移(距离导航数据位边界最近的最佳点)的说明图；

图10是用来获得确定伪距所用的最终相关函数结果的过程说明图；

图11是显示在处理所捕获的GPS信号中的第一计算块部分和第二计算块部分的说明图；

图12是对PN码帧进行均化处理的导航数据位极性修改计算块部分的说明图；

图13是显示用来获得最终相关函数结果的同步求和块部分和相关计算块部分的说明图；

图14是说明常规辅助GPS位置测量系统的框图；以及

图15A至图15E是常规辅助GPS位置测量系统的说明图。

具体实施方式

参考附图，现在说明本发明的优选实施例。

图1是PN信号结构(当信号是GPS信号时，也称为C/A码)的说明图，而图2是本发明的GPS位置测量系统的说明框图。

在本发明中，在接收PN信号时，载波可分层或不分层。

参考图2，本发明是一种GPS位置测量系统和方法，其中，接收器终端11接收来自多个卫星的信号，并利用在预定时间间隔T(可能是0.5秒到1秒或更多)期间捕获的接收卫星信号，计算到各个卫星的伪距。

在图2中，S1，S2，S3和S4代表用于定位的卫星，1代表基站。基站1配备了连接到能清楚检测到卫星的接收天线2的GPS参考接收器3。

GPS参考接收器3从所接收的卫星GPS信号中提取多普勒信息4，而且还确定卫星位置以及卫星和接收天线2之间的伪距。发送部分5将这些信息连同基站的已知位置通过通信装置L传送到接收器终端11。这种传送通常通过广播来完成，其中从基站到接收器终端的传送是单向的。通信装置L可以是任何可获得的电磁装置，包括但不限于蜂窝电话电路、地面广播、卫星广播或因特网电路。

通过GPS接收器终端11的接收部分12接收多普勒信息4、基站位置6、卫星位置以及卫星与基站之间的伪距。

当来自基站的广播信号的频率接近GPS信号的频率时，接收部分12也可用作GPS接收部分13。本发明是用来使许多终端11同时通过通信装置L接收信号。

GPS接收器终端11包含连接到GPS接收天线14的GPS接收部分13。虽然GPS天线14可能位于卫星S直接可视的地方，但它也可能位于GPS信号相当弱的地方，例如树底下或大楼里。

终端11的接收部分13通过A/D转换器将所接收的模拟GPS信号放大并变换成数字基带形式。包含卫星的PN码的基带数据存储在RAM存储器15中。

以上所述的结构广泛用于传统GPS技术中，所以省略该结构的详细说明。

接收器终端11还配备了信号处理部分21和包含用于定位的各卫星的PN码的复制品(伪模式)的伪模式部分22。伪模式A(后面将描述)是预先存储的和信号处理部分21。信号处理部分21具有多普勒校正部分16、PN极性修改装置17、同步求和相关计算装置18、伪距检测装置19以及位置计算装置20。

图3是GPS接收器终端11的硬件框图，表示用来完成图2所示功能的硬件。GPS天线14和块12、13、15、21以及22对应于图2中具有相同标号的项目。

在图3中，来自GPS卫星的信号在GPS天线14接收，并进入GPS接收器部分13，在这里，信号在高频RF放大器32中放大，在混频器33中变换到较低的中频(IF)，然后通过I信号转换器35和Q信号转换器36转换成I和Q基带信号。混频器以及I和Q信号转换器需要的固定频率的本地振荡器正弦波由频率合成器34提供。作为产生I和Q基带信号的标准做法，I和Q信号转换器的本地振荡器频率是相同的，但Q信号转换器的波形通过移相器37按90度移相。来自I和Q信号转换器的输出信号分别由A/D转换器38和39进行数字化。

来自A/D转换器38和39的、共同形成复合信号样本序列的数字化I和Q信号存储在RAM存储器15中，以便由信号处理部分21作进一步处理。所存储的复合信号的持续时间是预定的，其典型值为从0.5秒到1秒或更长。

信号处理部分21由数字信号处理器(DSP)部分41、中央处理单元(CPU)42、伪模式部分22(它是存储卫星的C/A码PN序列的只读存储器(ROM))、用于DSP部分41的ROM 44以及用于CPU 42的RAM45和ROM 46组成。

通信接收器部分12接收来自基站1的信息，辅助接收器终端11获得高灵敏度和快速响应时间。通信接收器部分12接收的信息存储在由CPU 42控制的RAM 45中。

现在将更详细说明图3的各种块的功能。天线部分14接收按1575.42MHz载波频率传送并且按各卫星唯一的C/A码调制的GPS信号。来自天线部分14的信号通过高频RF放大器32放大和滤波，然后通过混频器下变频为IF频率。频率合成器34提供本地振荡器频率给产生比1575.42MHz低得多的IF信号输出频率的混频器33。为后面具体起见，假定IF频率为70MHz，尽管也可采用其它IF频率。70MHz IF信号接着转换成由分别通过I信号转换器35和Q信号转换器36产生的I(实部)和Q(虚部)分量组成的复合基带信号。除了信号多普勒频移，基带信号处于零频率，因此向基带的转换消除了信号的载波分量，而只留下由50比特/秒导航数据所调制的PN码序列。

图5更详细说明向基带的转换。I信号转换器35由乘法器47和低通滤波器(LPF)49组成。相似地，Q信号转换器36也包含乘法器48和LPF 50。I信号转换器35中乘法器47的输入为70MHz IF信号和来自频率合成器34的70MHz本地振荡器信号(图3)。70MHz本地振荡器信号具有数学表达式cosωt，这里ω＝2π(70×10⁶)弧度/秒。IF信号具有数学表达式PN·cos[(ω+Δω)t+Φ]，这里PN代表PN码调制。Δω代表信号的多普勒频移，而Φ代表信号相位。为简单起见，已省略导航数据调制，并假定70MHz本地振荡器信号没有频率误差(如果有这种误差，则会简单地表现为信号上另外的多普勒频移)。Q信号转换器中乘法器48的输入为70MHz IF信号和具有移相器37提供的90度相移的70MHz本地振荡器信号(图3)。在这种情况下，本地振荡器信号表示为sinωt。采用公知的三角恒等式，可看出乘法器47的输出均包含以零频率附近为中心的基带分量和IF频率的两倍附近的频率分量(即140MHz附近)。低通滤波器38和39设计成只通过基带信号分量，在I信号转换器的LPF 49的输出端为 $>>>1>2>>·>PN>·>cos>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>,>>>而在Q信号转换器的LPF 50的输出端为$ >>->>1>2>>·>PN>·>sin>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>.>>>这两个信号是复合分析信号的相互正交的实部和虚部，从中消除了载频，但保留了多普勒频移\Delta \omega 。$$

在低通滤波器的输出端的I和Q信号通过图5所示的A/D转换器38和39分别转换成数字样本，而数字样本存储在RAM存储器15。为了节省存储器，一般做法是以大约2dB SNR损耗为代价来采用1位A/D转换器。所存储样本的时间间隔标称为1秒，但可能大于或小于这个值。为具体起见，假定时间间隔为1秒(等同于50比特/秒导航数据中50位的段)。

前面所提到的高频RF放大器32、混频器33、频率合成器34、I信号转换器(消除载波)35、Q信号转换器(消除载波)36、移相器37以及A/D转换器38和39是通用部件并被广泛使用。

再参考图3，数字信号处理部分21处理存储在RAM存储器15中的信号数据，并在执行这个处理时，使用从基站(服务器)接收的数据。这个数据可从连接到CPU 42的通信接收器12得到，CPU 42将数据传送到RAM存储器45。连接到ROM 44和伪模式部分22的DSP41执行RAM存储器15中数据的处理，伪模式部分22是包含各卫星的复制PN码的ROM存储器。当处理各卫星信号时，该卫星的PN码复制品可提供给DSP 41。CPU 42、RAM 45以及ROM 46共同作为微处理器工作，微处理器控制由DSP 41、ROM 44以及伪模式部分22执行的信号处理，也执行位置计算和其它通用功能。

数字信号处理部分21执行图2所示的接收器终端11内的功能块，即，多普勒校正部分16、极性修改装置17、同步求和相关装置18、伪距检测装置19以及位置计算装置19。

图7表示由软件来执行图2中数字信号处理部分21的功能块的流程图。现在更详细地说明这些功能。图7中的大功能块，即，多普勒校正部分16、极性修改装置17、同步求和相关计算装置18、伪距检测装置19以及位置计算装置20对应于图2中数字信号处理部分21中的那些装置。F1到F10是较大功能块内的软件过程。

首先，从存储器15取得1秒的接收GPS信号段。这个数据具有如下形式的I和Q分量： $>>>1>2>>·>PN>·>cos>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>>>和$ >>->>1>2>>·>PN>·>sin>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>,>>>而且先前由图3的A/D转换器38和39进行了数字化。该数据包括多普勒频移\Delta \omega 。离散值t＝0:\Delta w:W\times T。这意味着t是按照样本间隔\Delta t从0到W\times T的离散值。抽样频率为fKHz。在本例中f＝N。T＝1毫秒而W＝1023。抽样间隔\Delta t等于1/f。$$

接着，从基站1收集多普勒频率Δω(过程F2)。多普勒频率Δω可从图2中基站1(服务器)通过GPS接收器终端11的接收部分12获得。Δω通过CPU部分42接收并存储在RAM 45。

然后，通过软件执行多普勒校正(过程F3)，如图6所示。通过乘法器26到29以及加法器30和31执行数学运算。乘法器和加法器容易以软件来实现。来自存储器15的I分量 $>>>1>2>>·>PN>·>cos>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>>>是乘法器27和乘法器28的信号输入，而Q分量$ >>->>1>2>>·>PN>·>sin>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>,>>>是乘法器26和乘法器29的信号输入。乘法器26到29的剩余输入分别是cos\Delta \omega t、sin\Delta \omega t、cos\Delta \omega t和-sin\Delta \omega t，其中\Delta \omega 的值已从服务器获得。乘法器26和乘法器27的输出分别是$ >>->>1>2>>·>PN>·>sin>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>cos>\Delta \omega t>>>和$ >>>1>2>>·>PN>·>cos>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>sin>\Delta \omega t>,>>>它们在加法器30中相加而产生Q输出$ >>->>1>4>>·>PN>·>sin>\Phi >.>>>乘法器28和29的输出分别是$ >>>1>2>>·>PN>·>cos>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>cos>\Delta \omega t>>>和$ >>>1>2>>·>PN>·>sin>>(>\Delta \omega t>+>\Phi >)>>sin>\Delta \omega t>,>>>它们在加法器31相加而产生I输出$ >>>1>4>>·>PN>·>cos>\Phi >.>>>Q输出信号$ >>->>1>4>>·>PN>·>sin>\Phi >>>和I输出信号$ >>>1>4>>·>PN>·>cos>\Phi >>>现在已被针对多普勒频移作了补偿并具有固定相位\Phi 。这些信号存储在图4中的存储器部分51和61(过程F4)。$$$$$$$$$$

图8表示经多普勒补偿的I信号数据如何通过过程F4安排在存储器中的示例(该安排对于Q信号数据是相同的)。此安排由1000行N列信号样本组成，这里N为GPSC/A码的一个周期间隔的样本数目。N最好是1023到2046，而图8中为说明目的是1023。假定1023KHz抽样速率，每行1023个样本等于1毫秒长的1帧C/A码。总共有1000行，因为假定采集的数据所跨的时间间隔为1秒。

使用以下符号来标识图8所示的I(或Q)存储器的各部分较方便。D(M1:M2，N1:N2)表示位于行M1到行M2、列N1到列N2的样本集。D(M，N1:N2)表示位于行M、在列N1到N2中的样本，而D(M1:M2，N)表示位于列N、在行M1到M2的样本。因此，图8的样本的完整序列表示为D(1:1000，1:N)(图8中N＝1023)。

下一步由称为第一输入信号的各导航数据位内的20个PN码帧，在全部1秒的所捕获数据(50位)上的相干同步求和组成。各数据位内的20帧相加的结果是1毫秒持续时间的单个“压缩”PN码帧。这样，有50个这种称为第二输入信号的压缩帧，第二输入信号产生于1秒所捕获的数据。相干同步求和过程提供大约13dB的处理增益。

因为不知道导航数据位边界的位置，所以关于各组的20个PN帧(第一输入信号)相加的适当起点有不确定性。如果导航数据位在各组中间附近改变极性，将可能发生处理增益的严重降低。由于这个原因，采用位于图4的I存储器51和Q存储器61的经多普勒补偿的数据中的不同起始点，上述相干同步求和过程实际上执行20次。图9表示处理的相关起始点。20个起始点间隔1毫秒，以便起始点之一在0.5毫秒的数据位边界内，因此几乎是最佳的(作为例子，图9的第三个起始点离数据位边界最近，并由星号标识)。这个最佳起始点保证数据位极性的任何变化只可能发生在各组中同步求和的20个PN周期的第一个或最后一个内。因为完全相干同步求和过程执行20次(每个起始点一次)，所以最好是并行地执行这些处理，以便减少计算所需的总时间。

相干同步求和的过程可通过再参考图8来说明，图8表示图4中包含数字化I多普勒补偿后的信号的I存储器51的内容(在Q存储器61的内容上执行相同处理)。为简化说明，假定存储器左上方的样本D(1，1)是出现在数据位边界之后的第一个样本。因为每行存储器包含一帧PN码，因此前20行代表一位导航数据内的20帧。这些行中的数据，即D(1:20，1:1023)沿如下各列同步求和：第一个和为D(1，1)+D(2，1)+...+D(20，1)。第二个和为D(1，2)+D(2，2)+...+D(20，2)，依此类推。最后和为D(1，1023)+D(2，1023)+...+D(20，1023)。这样获得的1023个数中每一个是20个PN帧中相应码片的和，并形成包含1023个样本的单个1毫秒压缩帧。

接下来的20行是下一个数据位内的20个PN帧，它们则以相似的方式同步求和，跟着是下一组20 行的同步求和，等等。当完成所有求和时，就会有50个压缩帧。一些压缩帧的极性通过数据位调制而反转，但不会有处理增益损失。

前面所述，已假定导航数据位边界正是出现在图8中详细说明的、图4的I信号存储器51(或Q存储器61)中的样本D(1，1)之前。因为实际上不知道数据位边界的位置，全部同步求和过程执行20次，如上所述，第一次从样本D(1，1)开始，在1毫秒后从样本D(2，1)开始发生第二次，在2毫秒后从样本D(3，1)开始发生第三次，...，而在19毫秒后从样本D(20，1)开始发生第20次。图11中图解说明该过程，并在图10的块A中执行该过程。当20个重复同步求和进行时，以1毫秒增量来增加起始点延迟，最后数据位中的帧求和需要图8中存储器的1秒内容之外的20毫秒附加数据。一种解决方法是从1秒到1.02秒延长数据捕获的长度。或者，可省略最后数据位的帧求和，而处理增益损耗忽略不计。

需要简化的数学说明，以便更完全理解相干同步求和过程以及后续处理。为简单起见，只考虑最初20个起始时间。尽管对于各起始时间均有50个相干同步求和(每个求和包含20个PN帧)，这50个求和过程是相同的，因此只考虑排列在图8所示存储器的数据的前20帧的求和，并假定样本D(1，1)是在数据位边界后的第一个样本。还假定每个C/A码片有一个样本。存储器的第一行包含如下信号：

           DATA×CA+NOISE      (1)

其中DATA具有行内所有1023个样本的常数值+1或-1(实际上，对于存储器的前20行，DATA具有这个常数值，这个事实将在后面使用)。CA代表由1023个值组成的一帧C/A PN码，每个值为+1或-1。NOISE也由来自方差为σ²的零平均值高斯分布的1023个独立随机值组成。虽然存储器中的样本是1位样本，但将其视为未量化的较为方便。行2到行20的每行也包含由(1)给出的形式的信号，这里DATA×CA等同于第一行中的DATA×CA。但是，这20行的NOISE样本都是随机的，但有相同的统计数据。当前20行被同步求和时，结果为1023个样本的压缩帧

           SIG2＝20×DATA×CA+NOISE’  (2)

这里NOISE’样本是独立的，每个样本有方差20σ²。符号SIG2用来标识作为第二输入信号的压缩帧。

由(2)给出的压缩信号帧接着在图10的块B内处理，这里它与PN码复制器互相关并进行数据位极性的校正。

图12详细说明图10的块B内的处理。首先，(2)给出的压缩PN码帧与正在处理信号的卫星的PN码复制品(伪模式)进行相关。这个由1023个码片(每码片一个样本)组成的伪模式称为伪模式A。伪模式A的各样本具有值+1或-1。参考图12，相关过程包括以1码片的增量(总共1023个移位位置)延迟伪模式A，以及对于各移位位置，把压缩信号帧样本与对应的移位后伪模式A的样本相乘。图12中，表达式(2)给出标识为“输入来自块A”的压缩信号帧，而且压缩信号帧与各个包含在块A1到A1023中的1023个伪模式A的移位形式相乘。在块25a进行这种相乘。(这些块称为除法器，这等同于乘法器，因为伪模式码片具有+1或-1值。在这种情况下，相乘产生与相除相同的结果)。

包含在A1到A1023中的伪模式A的1023个延迟位置是循环的，这指的是码片“缠绕”。例如，如果未移位的伪模式是[0100110001110...101]，则延迟1码片的模式是[10100110001110...10]，而延迟2码片的模式是[010100110001110...1]，(为简化符号，0代表值-1)。

以简单形式数学表达相关操作如下：

CORR＝(1/N)∑(SIG2×A)＝(1/N)∑[(20×DATA×CA+NOISE’)×A]

    ＝(1/N)×20×DATA×∑(CA×A)+(1/N)∑(NOISE’×A)    (3)

这里CORR代表相关值，求和索引从1到1023。如图12指出，相关运算(3)在压缩信号SIG2上执行1023次，各相关利用伪模式A的不同循环移位。这样，CORR和A可通过适当移位来索引，但是，为简化目的，已省略这个索引。注意(3)的相关按照数值1/N进行缩放。虽然N可能是任何正整数，但值N＝20×1023比较方便，这个看来短些。

下一个处理步骤是消去来自(2)给出的压缩信号(第二输入信号)的导航数据调制。这个称为数据极性均化的过程通过将压缩信号与1023个相关值中每一个相乘来完成，从而获得均化信号SIG3：

           SIG3＝SIG2×CORR  (4)

图12中的乘法器25c执行相乘。为理解这个过程如何消除数据位极性变化，假定伪模式A与所接收的PN序列CA对齐。接着乘积CA×A＝1，因为相应码片是都为+1或都为-1。表达式(3)还可简化为：

CORR＝(1/N)×20×DATA×∑(CA×A)+(1/N)∑(NOISE’×A)

    ＝(1/N)×20×DATA×1023+(1/N)∑(NOISE’×A)

    ＝(1/N)×20×DATA×1023+NOISE”           (5)

因为伪模式A具有值+1或-1，表达式(5)中的序列NOISE’×A具有与NOISE’相同的统计数据，因此由1023个独立零平均值样本组成，每个的方差为20σ²。这样，NOISE”是方差为(1023×20σ²)/N²的随机变量。将数值N＝20×1023代入这个表达式以及表达式(4)，得到

           CORR＝DATA+NOISE”          (6)

这里DATA是值为+1或-1的单个数，而NOISE”是方差为σ²/(20*1023)的零平均值随机变量。

将表达式(6)代入表达式(4)，明显看出导航数据位如何从信号中消去(或均化)：

SIG3＝SIG2×CORR

    ＝(20×DATA×CA+NOISE’)×(DATA+NOISE”)

    ＝20×DATA×CA×DATA+20×DATA×CA×NOISE”

      +NOISE’×(DATA+NOISE”)

    ＝20×CA+NOISE             (7)

这里利用了事实DATA×DATA＝1。从(7)看出，导航数据极性现在始终是1。在图12中，从1023个相应的乘法器25c得到SIG3信号，每个SIG3信号对应于相关CORR的1023个值中的各个值。各乘法器的输出由50个压缩信号组成，每个压缩信号是同步相加20个1毫秒数据帧的结果，而且每个压缩信号已消去导航数据极性变化(均化)。

如图13所示，在块C中进行下一级处理。刚才所述的50个压缩的均化信号在同步相加块9中同步求和，产生进一步压缩的单个1毫秒信号帧(这样的块有1023个，每个块同步相加来自图12的块B的对应乘法器输出的输出)。同步求和的结果存储在图4的存储器部分53和63(图7中的过程F₆)。

这个同步求和过程与前面在图11的块A中执行的求和类型相同，只是对50个帧进行求和而不是20个。按照1023个样本行存储这50帧，每个样本在存储器中可标识为D(1:m，1:s)，这里m＝50和s＝1023。同步求和的结果是单个帧，该结果标为SUM，由1023个样本组成。SUM的第k个样本可数学表达为

$>>SUM>>(>k>)>>=>>\Sigma >>j>=>1>>50>>D>>(>j>,>k>)>>,>k>=>1,2>,>.>.>.>,>1023>->->->>(>8>)>>>>$

已知同步求和将信号幅度与噪声标准偏差(即SNR)之比乘以因数在这种情况下是表示大约17dB的处理增益。在前面所执行的块A同步求和中，m的值为20，因此那里SNR改善了倍或大约13dB的处理增益。假定数据位极性在块B处理中正确地均化(图10)，来自两个同步求和级的SNR的总增加有 $>>>20>>\times >>50>>=>>1000>>>>倍，表示17dB+13dB＝30dB的处理增益。但是，这个增益量通常没有完全实现，因为信号太弱而不能正确检测到块B处理中的导航数据位的极性。$

图13中相关计算块10执行下一级处理。这里已存储在图4的存储器部分53和63中的块9中同步求和的结果与接收器终端11准备的复制PN序列(与伪模式A相同的序列)进行互相关。I信号的互相关结果存储在图4的存储器部分54，而Q信号的互相关结果存储在存储器部分64。

I和Q相关函数分别是复值相关函数的实部和虚部，它们结合而形成相关函数的大小，该大小存储在图4的存储器部分70。为形成该大小，I和Q相关函数的对应样本平方和相加，并计算和的平方根。对应于图13所示的1023个I(和Q)相关的总共有1023个这样的大小函数。

尽管相关计算是公知的，这里仍简述这些计算。块9中同步求和的输出包含绕地球轨道运行的多个GPS卫星所发送的一个周期的C/A PN码。各个卫星发送不同的码，但所有码具有相同周期(1毫秒)。在卫星中，以1575.42MHz的L₁频率对载波进行码双相调制，这对所有卫星是相同的。通过该码调制载波，产生比传送导航数据调制所需的频谱更宽的信号频谱。由于这个原因，这些信号称为扩频信号。在接收器终端11(也可以在基站参考GPS接收器)，叠加来自所有卫星的信号。虽然这些信号在接收器中表现为加性组合，但它们可通过称为解扩频的过程进行分离。为说明目的，假定接收器终端11接收来自两个卫星S₁和S₂的信号。各卫星的C/A码是已知的，各码的复制品存储在接收器终端。在本发明中，复制码存储在图3的信号处理部分21的ROM 46。接收器将所接收的信号移到基带(即零频率)，这就消除了载波并只留下从卫星接收的C/A码(加上导航数据调制)。为了恢复来自卫星S₁的信号，基带信号与所存储的该卫星的复制码进行互相关。如果x(n)表示所接收的基带数据(I或Q)的样本，而h(n)表示所存储的C/A码的样本，则相关过程根据下列公式产生输出样本序列y(k)

$>>y>>(>k>)>>=>>\Sigma >>n>=>1>>N>>x>>(>n>)>>h>>(>n>+>k>)>>,>k>=>1,2>,>.>.>.>,>N>->->->>(>9>)>>>>$

输出序列y(k)称为所接收信号与复制码的互相关函数。整数k表示复制码的循环时间移位。对于一些移位值k，移位后的复制码h(n+k)对齐接收信号x(n)中包含的相同码序列。当发生这种情况时，所接收码中的各个码片具有与移位后的复制码相同的极性，而(9)的总和增加到与采用其它移位获得的值相比来说较大的值。假定噪声样本是不相关的相同分布的随机变量，众所周知，对于这个具体k值，与接收信号的任何单个样本x(n)相比，输出样本y(k)的信噪比(SNR)将增大到倍。在本发明的说明中，N＝1023，因此SNR增大到倍，处理增益大约为30dB。(9)中的相关计算也可通过快速傅里叶变换方法来完成，但这里所示的传统计算用来说明原理。

假设数据位的极性可以可靠地均化，本发明的总处理增益是来自两个同步求和过程(如前面计算的13+17＝30dB)加上最终相关(30dB)的增益，这等于60dB。SNR电压增益是 $>>>20>>\times >>50>>\times >>1023>>=>>1,023,000>>\cong >1,012>.>>>这些计算假定捕获T＝1秒的信号数据。这个处理增益的量保证可测量到嵌在噪声里的极弱GPS信号的延迟以提供位置。$

现在回到信号处理的说明，一旦已经计算了相关函数大小并将大小存储在图4的存储器部分70，下一步是计算到卫星的伪距。图10中的伪距检测块19执行这个操作(这个块也表示在图2的接收器终端11内的信号处理块21中)。伪距是卫星与GPS接收器终端11之间的距离，包括由于接收器时钟偏差引起的误差。通过找出所有1023个相关大小函数中的最大峰值来确定伪距，以及该峰值出现处的延迟τ(相关函数大小的1023个样本中每一个对应于一个延迟值)。一旦得出最大峰值的延迟τ，就可得出伪距。

应该记住，所述所有处理必须重复20次，对应于处理的起始时间的20个时间移位。如前文所述，为保证在20个实例之一中，在同步求和以形成第二信号期间数据位极性不变化，这是必要的。这样，刚才所述的对相关大小函数峰值的查找必须包含对所有20个实例的查找。

处理中的最后步骤是计算接收器终端的位置，图2的位置计算装置20执行该步骤。该装置使用如上所述的到卫星的伪距，以及来自基站1的附加信息以得出位置。这个附加信息包括基站位置、卫星位置以及从基站到卫星的伪距。位置计算方法是公知的并且容易实现。

此时，总结一下本发明的前述内容。事实上，虽然利用传统GPS接收器不可能确定许多大楼里的位置，但本发明可显著增强GPS接收器终端11的灵敏度到这样的程度：即便大楼里非常弱的信号也可用来定位。而且，利用只有1秒的所捕获的GPS信号可达到这种高灵敏度。

本发明通过存储0.5秒到1秒或更多的经多普勒补偿的GPS接收信号数据来进行工作。该数据接着在50个20毫秒块中进行同步求和，提供具有相干处理增益的50个1毫秒压缩信号。按照1毫秒增量的20个起始延迟执行同步求和，以便保证起始延迟之一在导航数据位边界附近，从而保证所有20毫秒数据块位于数据位内。

接着，压缩信号(包含同步求和数据的第二信号)与存储在接收器终端11的复制PN码(伪模式A)的1023个移位位置进行相关。然后对于各个移位，压缩信号与相关值相乘。这个过程修改(均化)导航数据位的极性，产生没有导航位极性变化的压缩信号(均化信号)。

接着，均化信号被同步求和以得到更多处理增益，获得极大增强的从完全信号捕获间隔(T＝1秒)导出的1毫秒信号。这个信号由于同步求和过程而具有极大改进的SNR。该信号与存储在接收器终端11中的复制PN码进行相关，而伪距是从相关值峰值的延迟得到的。

虽然本发明的说明中采用的信号捕获间隔T为1秒，但它可能是其它值，可能从0.5秒到大于1秒。较短时间提高处理速度，但是以较低灵敏度为代价。较长时间是优选的，因为处理增益较大且增强灵敏度。但是，需要更多存储空间和较长处理时间。

本发明的主要优点是不需要来自外部源(例如基站)的导航数据位序列的传输，以便在接收器终端中从信号中消除极性反转。而是，接收器终端自身检测各数据位的极性，并使用检测到的极性来均化信号。这允许在全部信号捕获间隔上进行同步求和，接着进行相关，从而获得高灵敏度，要在大楼内或信号非常弱的任何地方获得可靠定位，就需要这种高灵敏度。

除了所述实施例，其它实施例也可能是较佳的，取决于可获得的硬件和软件技术。例如，虽然以软件实现说明了图2的多普勒校正部分16、极性修改装置17、同步求和相关计算装置18以及伪距检测装置19，但是这些功能可以由硬件或硬件与软件的组合来组成。

同样，本发明不限于配合GPS信号来使用，本发明可用于任何采用周期PN信号的定位系统，例如，用于伽利略卫星导航系统中。