扩频通信系统中对前向功率控制Eb/Nt估计的方法和装置

摘要

本发明公开了一种扩频通信CDMA系统，其中，功率控制减轻了接收的信号由于瑞利衰减而产生的波动，因此获得最佳的系统(10)容量。介绍了用于CDMA2000手持设备的内环(26)快速前向功率控制算法的方法和硬件实现(42)。使用用于CDMA2000移动站中的内环(26)前向功率控制的Eb/Nt估计的实现的方法和装置(42)，获得了仿真结果示出的良好性能和简单的专用集成电路(ASIC)实现。IS－95A系统(10)为前向链路(26)采用慢的功率控制方案。在CDMA2000系统(10)中，为快速前向功率控制机制引入功率控制子信道。

说明书

发明领域

本发明总的来说涉及无线通信，具体地说，本发明涉及码分多址(CDMA)无线通信系统中的改善的功率监视。

背景技术

在由扩频通信系统中的基站发射的每一个数据信号中使用的相对功率要求响应由每一个远程单元发射的信息来进行控制。提供这种控制的主要原音是因为在某些位置中，通常前向信道链路可能不好。除非增加发射到不好的远程单元的功率，信号质量可变得不可接受。因此，必须控制输出功率以确保在基站接收到的足够的信号强度，且维持良好质量的音频，同时使潜在干扰最小。

此外，由于在每一小区中重用CDMA宽带信道，由相同小区中的其它用户引起的自身干扰和由其它小区中的用户引起的干扰是对系统容量的一个限制因素。而且，来自相邻基站的干扰可能不象来自激活的基站的干扰的情况那样随来自激活的基站的信号衰落。由于衰落和其它的信道损伤，当用于用户的信噪比(SNR)平均来说处于需要支持“可接受的”信道性能的最小点上时，获得最大的容量。在这些情形之下，远程单元可要求来自激活的基站的附加信号功率以获得足够性能。

通信系统采用功率控制方法是公知的，该方法控制远程单元的发射能量。扩频系统中的功率控制起两个主要作用。首先，由于通常以相同频率发射扩频系统中的每一个远程单元信号，与接收的信号相关的大多数的噪声(即，与每噪声密度的比特能量成反比，也就是Eb/N0，被定义为每信息比特的能量对噪声频谱密度的比率)可以用于其它的远程单元发射。噪声的幅度直接与其它的远程单元的每一个的发射的接收的信号功率相关。因此，有利于远程单元以低功率电平进行发射。其次，最好是以基站用大约相同的功率电平来接收发射的方式来动态地调整所有远程单元的功率。

移动站发射器的动态功率控制包括两个部分：移动站的发射功率的开环估计，和由基站进行的对这种估计中的错误的闭环校正。在开环功率控制中，每一个移动站估计在分配的CDMA频率信道上的总的接收功率。根据由基站提供的测量值和校正，调整移动站的发射功率来匹配估计的路径损失，以达到基站的预定电平。前向和反向信道中的不同，诸如相反的衰减可能由于在移动站的接收和发射特征中的频率不同和不匹配而发生。移动站进行这种估计是不容易的。每一个移动站用移动站提供的闭环功率控制信息、经插入到每一个前向业务信道中的低速率数据来校正它的发射功率。在调度情况下，利用用于响应通信单元要求的请求的基站的前向功率控制方案，基站增加和减少在基站和移动通信单元之间的出站功率。基站通过监视每一个移动站的CDMA信道质量，导出校正信息，将该测量值与阈值进行比较，且根据比较结果来请求增加或降低。

附图说明

图1说明每一个指针(finger)的固定点RAKE接收机实现；

图2说明推荐的用于内环前向功率控制的方法，用专用集成电路(ASIC)实现；

图3说明用于可变帧速率的每一个指针的Eb估计；

图4说明用于固定帧速率的每一个指针的Eb估计；

图5说明使用1抽头的高通滤波器、用于噪声功率估计的固定点实现；

图6是示出在推荐的方法和用于Eb/Nt估计的导频权重及导频解旋转(derotated)PCB之间的性能比较的曲线图；和

图7和图8是示出在无功率控制和用前向功率控制的推荐方法之间的性能比较的曲线图。

具体实施方式

用最小的硬件可以实现用于CDMA2000移动站中的内环前向功率控制的总的Eb/Nt估计的计算，最小的硬件利用用于CDMA2000移动站的内环前向功率控制的Eb/Nt估计的方法和装置。这种方案在RAKE组合器之前，利用不旋转的业务码元，例如在组合器前的导频加权的业务码元来执行总的Eb/Nt估计。在组合器中，将来自多个通路的对齐时间和导频加权的业务码元相加起来。因此，减少了50％的硬件量，从15K门减少到7K门。这里，为前向业务信导的每一个RAKE指针的Eb/Nt估计是这样进行的：在可变速率帧的情况下，使用Eb估计的不旋转的反向PCB码元，和使用在每一个用于噪声功率估计的RAKE指针的64个芯片上集成的导频码元；在固定速率情况下，使用Eb估计的不旋转的前向PCB码元来进行，和使用在每一个用于噪声功率估计的RAKE指针的64个芯片上集成的导频码元。在计算Eb/Nt之前，根据业务沃尔什(Walsh)长度来依比例决定(scaled)估计的噪声功率。

现有的CDMA过渡标准(下述的IS-95)是由电信工业协会(TIA)和电子工业协会(EIA)开发的。在IS-95中，当小于全速率的发射速率被利用时，发射不连续的(脉冲形)信号。该信号被分成逻辑帧，该帧长度为20ms(毫秒)。这些帧被划分成16个较小的部分(或时隙)，它们被称为功率控制组。基站解调器估计从移动站接收的每一个功率控制组的能量。

在CDMA2000中，移动站需要支持用于前向链路业务信道功率控制的内部和外部功率控制环路。移动站(MS)的外部功率控制环路估计目标Eb/Nt给定值，该值被要求来获得在每一个分配的前向业务信道上的目标帧错误率(FER)。内部功率控制环路将已接收的前向业务信道的估计的Eb/Nt与相应的目标Eb/Nt给定值进行比较。这就确定了要在反向功率控制子信道上发送给基站的功率控制比特的值。

移动站的反向功率控制子信道支持用于前向业务信道功率控制的内部功率控制环路和外部功率控制环路。外部功率控制环路根据Eb/Nt来估计给定值，以获得在每一个分配的前向业务信道上的目标帧错误率(FER)。通过内部环路隐式地或者通过信令消息显示地将这些给定值传送给基站。给定值之间的差异帮助基站为不具有内部环路的前向业务信道导出合适的发射电平。内部功率控制环路将接收到的前向业 务信道的Eb/Nt与相应的外部功率控制环路给定值进行比较，以确定将在反向功率控制子信道上被传送给基站的功率控制比特的值。移动站应当根据基站的命令来在反向功率控制子信道上发射擦除指示比特(EIB)和质量指示比特(QIB)。

在可变数据速率的情况下，将穿孔的(punctured)反向链路功率控制比特(在前向链路上发射)用于Eb估计。在固定数据速率的情况下，对在功率组内的所有业务比特执行业务Eb估计。从公共导频信道中计算出噪声(Nt)。在我们的方案中，在每一个单独的RAKE指针中进行Eb和Nt估计。它们被组合用于总的Eb和Nt估计。下面结合图1介绍简化的RAKE接收器。给出了相对于没有功率控制的推荐的方法的比较仿真结果。图1中公开的简化移动站RAKE接收器用于推荐的方案。

在系统10的前端，对于所有的三个结构，模拟数字转换器12(ADC)是公共的。在图1中示出典型的指针RAKE结构。在多指针rake结构中，提供了两级结构。例如，如图1所示，具有三个(3)多通路，一个三-指针rake结构，三个两级结构。所有的三个指针，A、B、C块，形成了用于所有的三个指针的公共点以形成三-指针或三多通路组合器。每一个RAKE指针输入被提供给数字混频器14，用于乘以一个复数因子以分开业务(T)和导频(P)信号。Walsh函数在混频器16对业务信号进行操作，且求和器18集成N个码片输入信号。类似地，在上面介绍的实施例中，导频通路提供了在64个码片的求和20。如下面详细的介绍，对于业务(T)通路，量化器22输出数据码元26(QT)作为量化的业务数据，并且在量化器24生成导频(P)信号，量化器24输出导频码元28(QP)。信道估计器30对导频码元28进行操作，其后跟有一个复数共轭函数32，以在量化器之前，在36处，将导频和经过延迟34的业务通路相乘。

参见图1，输入C将输入40提供给系统10的组合器，其可称为Finger_i，例如Finger_1。参见图2，提供了另一种结构用于Finger_2，等等。从RAKE 10中抽取出QT(22，26′，28″)，用于Eb能量计算42，44和46(1至N)。这些输出送到环形缓冲器(未示出)，且在环形缓冲器中，所有的指针，指针1，2，...N，或者它们的码元被相加。在相加之后，测量Eb。如下面所述，每一个RAKE组合器输出40为在接收器处生成的功率控制码元的三个复制码元发送功率控制码元，因为从基站到手持设备的多通路具有(例如)三个多通路。因此，为了找出总的能量是多大，组合在C处的所有码元，并且测量组合的码元。

如结合图2进行的介绍，将来自前向环路控制的组合能量或组合码元输出作为一个二进制码元62。这代表在将来自不同的多通路的所有码元相加之后进行测量组合的能量的最佳方式。

通常，在输入C后，在所有的多个指针被组合后，导出Eb/Nt，其是最佳的，但是考虑到硬件，是复杂的措施。然而，已经发现在点C处获得Eb相对不太复杂，但是如下所述，复杂度是有两个通路，一个通路称为导频通路的QP 28，另一个通路是称为业务通路的QT26，也就是数据码元和导频码元。数据码元的能量是所关心的，因此在结合36处将两个通路相乘之后，导频码元被与数据码元相乘。在业务通路上的码元能量QT是所关心的，因此，在点P1，信号被乘以QT和QP。然而，由于P本身是所关心的，例如在Finger_i，用于多通路的QT的能量和T块是所希望的，T块代表被相互相加的所有多通路，即用它们的相应导频通路相乘。

因为希望除去这些导频乘法，并且为了将每一个多通路或每一个指针的噪声乘以它的相应导频通路，考虑到噪声的计算，将Eb除以Nt的导频加权总的表示很复杂的硬件。缺省时，Eb乘以导频数据，但是在每一个指针中的噪声也需要被乘以它们的相应导频通路。

因此，在将这些业务码元乘以导频码元之前，可以在QT点处为每一个多通路捕获业务信号，不需使用导频数据。因此，因为业务和导频信号用与信道相同的相位，例如来自将DC常数乘以每一个点的jω的基站的直流(DC)常数进行旋转，可能丢失一些精度，点jω被用具有随时间改变的幅度的旋转角度表示。因此，在接收器端，在业务和导频上生成正弦波形。然后，导频通路要求获得正弦波形的复共轭，并且将其乘以正弦波形自身，以从接收器中获得DC常数幅度。这也是公知的解旋转，以除去在信道中引入到基站的信道中的相位旋转。因此，通过不将业务信号乘以导频码元的复共轭，通过旋转降低了用于业务信号的、从基站发出的实际码元。然而，由于在业务信号中使用的相对短的码元集成不应当影响功率的计算，发现有很少的实际旋转。因此，尽管旋转，如果在用导频旋转后，在QT点发现业务信号，这就需要丢弃。但是作为回报，实现了在15000个门中节省了7000个门。

参见图6，纵轴示出了(例如)-17.5dB，其表示比被加权的导频信号多出0.6dB，以获得相同的错误率，也就是具有相同速度的1％速率。因此，系统执行比需要多出0.6dB的信号放大。因此，对于相同的性能，要求比最佳值多于0.6dB的较高的Eb/Nt来接收相同的速率，但是这是可以被忽略的。

前向功率控制实现中，为总的计算内环功率估计，其对Eb估计使用不旋转的业务码元，对Nt估计使用导频码元。这是每1.25ms比较(给定值)，以请求增加功率或者减少来自基站的业务信道。为每一个指针组合各个i＝1，2，...，N，我们得到总的式中Eb和噪声估计参数将在下文中详述。

$>>>>Eb>1>>>Nt>1>>>+>>>Eb>2>>>Nt>2>>>+>·>·>·>·>·>·>>>Eb>N>>>Nt>N>>>>\le >\ge >>>>Eb>>t>arg>et>>>Nt>>>s> 公式(1)$

通过重新排列公式1，我们可以根据SNR计算将用于不旋转的PCB的Eb估计写为：

$>>>Eb>1>\underset{}{\overset{}{\underset{}{\overset{}{\underset{}{\overset{}{\underset{}{\overset{}{}}}}}}}}$

利用公式(2)，在专用集成电路(ASIC)中与图2一起实现的推荐的简化内环功率控制算法仅仅使用乘法器50，52，54和56，以及加法器58，60，还有后面的用于比特数据确定的门限器62。从图1的电路提供作为量化的业务和导频码元的输入QT和QP。在每一帧的末端，象结合前向链路功率控制仿真所讨论的一样，更新

由于多通路信号通过不同的通路到达，它们的幅度和相位在接收点处独立地变化。具体地说，由于信道的特征随移动站的移动而波动，在移动信道中发生衰减。当一个信号不是沿一个而是多个通路到达接收端时，可发生多路径散射，使得接收端听到很多具有不同的随机变化的延迟和幅度。因此，当在CDMA系统中出现多通路时间散射时，接收器接收发射码元的多个版本的组合信号，发射码元已经沿具有比一个码元周期小的相对时间延迟的不同通路(称为“射线(ray)”)传播。在码元周期后接收的每一个ray(也就是，如果由反射引起的时间延迟超过了一个码元周期)出现作为不相关的干扰信号，其减少通信系统的总容量。为了最佳地检测发射的码元(比特)，接收的测试信号必须被组合。通常，这是由RAKE接收器完成的，这样命名RAKE接收器是因为它“搜索”了所有的多通路影响。

RAKE接收器使用分集组合的形式来从各个接收的信号通路(也就是不同的信号ray)收集信号能量。分集提供了冗余的通信信道，因此当一些信道衰减时，仍然可能通过不衰减的信道来通信。接收到的无线信号是这样解调的，例如，将其与余弦和正弦波形进行混频，并且在RF接收器1中对该信号进行滤波，从而产生I和Q采样值。CDMA RAKE接收器通过利用相关方法来单独地检测回波信号并且将它们进行代数相加(具有相同符号)来抗击衰减。进而，为了避免码元间干扰，在各个检测到的回波之间插入合适的时间延迟，使得它们再次同步。

当前的移动站实现使用“指针锁(finger lock)”机制来从判定逻辑中排除出不可靠的功率控制信号。用合适的加权将在RAKE抽头处的输出组合起来。通过将具有显著能量的RAKE抽头输出进行合适的加权和组合使接收的信号对噪声和干扰的比率最大，接收器搜索较早的Ray。在RAKE接收器的每一个指针上，将解调的信号能量与阈值进行比较，该阈值表示要求来可靠地使用来自该指针的功率控制的最小能量。

通过延迟线传送在不同时间延迟上的接收信号的特征序列(signature sequence)的相关值，延迟线是在期望的时间延迟(dt)、接收的回波间的期望的时间处抽头出来的。

通常，RAKE接收器装置进行工作以检测来自多通路的信号的伪噪声(PN)码的相位，它们在相应的独立解调器中，通过利用作为对应多个通路的接收器的多个解调指针，被分别地解调。在解调之后从接收器获得的结果被在组合器中耦合在一起，以抽出希望的定时信息和解调数据。

再次参见图1，说明了这种RAKE接收装置的常规结构，有多个解调指针和后处理组合器(适于抽取出解调数据、定时信息和频率信息)。根据操作的结果，解调指针执行它们的解调操作。解调指针分别地解调与之相关的信号。组合器将在解调指针中分别执行的调制操作的结果，从而抽取出要求的数据和定时信息。

对于可变帧速率，仅仅使用在前向业务信道中穿孔的反向功率控制比特来获得业务Eb估计。在固定速率的情况下，在所有的业务比特上执行Eb估计。

在图3和图4中分别地实现用于可变和固定速率帧的Eb估计。

利用在图5中示出的1-抽头高通滤波器70来实现噪声功率估计。在这种方法中，在72处，将延迟的导频码元从其本身中减去，以计算噪声功率，例如：

$>>E>\{>|>n>>(>k>)>>>|>2>>\}>=>>1>N>\underset{}{\overset{}{}}$

式中，n(k)＝y(k)-x(k-delay)                     公式(4)

delay＝1，带有一个(1)码元复数延迟块74的导频码元持续。

在导频的64个码片上计算Nt，而在Walsh长度上计算业务的Eb(对于128个码片，Nchip＝8，16，32，64)。这是用在每一个功率控制组(PCG)中的集成/转储(dump)累加器76来完成的。因此，在78处，在导频信道上的噪声计算执行换算，使得正确的Eb/Nt被计算为：

$>>>>Eb>traf>>Nt>>=>>>>Eb>PCB>>traf>\_>Nchip>>Nt>>·>>1>>Nchip>64>>>>s> 公式(5)$

用下面的参数和假设获得用于前向链路功率控制的仿真结果：

最大业务信道发射Ec/Ior＝-4dB

最小业务信道发射Ec/Ior＝-32dB

内环功率控制步长＝0.5dB

外环功率控制步长＝0.5dB

外环功率控制向下步长＝

$>>STEP>\_>DOWN>=>>>STEP>\_>UP>>>[>>1>>TARGET>\_>FER>>>->1>]>>>>s> 公式(6)$

对于第n个PCG移动站测量，基站将改变加到第(n+2)个PCG。

Nt测量值是基于整个功率组上的导频码元的。

以与全速率业务相同的功率电平来发射PC比特。

反向功率控制比特(PCB)错误被设为1％。

如图6所示，基于内环功率控制的Eb/Nt估计方法的加权导频的性能比推荐的方法好0.6dB。

对于1-通路和2-通路瑞利信道，在图7和8中分别给出推荐的方法和现在功率控制系统的性能比较。

从图6可见，使用在组合器之后的加权导频的PCB码元的Eb/Nt估计比推荐的估计好0.6dB。然而，硬件比推荐的方法要复杂。

在慢的移动速度中，推荐的前向功率控制方法对于1-通路和2-通路瑞利信道分别提供了多于5dB和1dB的性能提高。在较高的移动速度中，当前向功率控制方法被使用时，降低了系统性能。

尽管上面已经介绍了实施例，本领域普通技术人员将理解，所介绍的本发明可应用到所介绍的实施例之外。因此，希望包括这种替换、修改和变化的本发明的范围应当由权利要求书限定。