频域扩展的多址混合OFDM－CDMA系统

摘要

在多址OFDM－CDMA系统的一个方面，用选用一组可供使用的扩展码的各别扩展码扩展各数据流，在频域中作数据扩展。为支持多址，可对用户分配与重新分配系统资源(例如需要时向用户指定扩展码，并对用户分配发射功率)。通过组合扩展调节与发射功率定标，可支持各用户的可变的速率数据。还提供了干扰控制技术，通过下行和/或上行链路传输的功率控制实现期望的性能水平同时尽量减小干扰，提高了系统性能。各发射单元发射的导频，帮助接收单元执行捕获，定时同步、载波恢复、切换、信道估计、相干数据解调等。

说明书

背景

领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及多址混合OFDM-CDMA通信系统。

背景

无线通信系统广泛用来提供各类通信，如话音、数据等。这些系统可以是多址系统，能通过共享现有的系统资源(如带宽与发射功率)支持与多用户通信(连续或同时)。这类系统基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、某种其它多址技术或它们的组合。CDMA系统对其它类系统具有一定优点，包括增大了系统容量。CDMA系统还设计成执行已知的CDMA标准，如IS-95、cdma2000、IS-856、W-CDMA等。

正交频分调调制(OFDM)系统把系统带宽有效地分成若干(M)子带(即频段或子信道)，在取决于各子带带宽的每一时间间隔，可在M个子带的每一个子带上发射调制码元。

在直接序列(DS)CDMA系统中，窄带信号在整个系统带宽内在时域上被一扩展序列扩展。DS-CDMA系统的实例包括符合IS-95、cdma2000与W-CDMA标准的实例，扩展序列可以是伪随机噪声(PN)序列(如对于IS-95与cdma2000)或扰码序列(如对于W-CDMA)。DS-CDMA系统具有便于支持多址、窄带抑制等优点。

当系统带宽增大到支持更高数据速率和/或在一定操作条件下，DS-CDMA系统更容易遭到频率选择性衷落(即整个系统带宽内有不同的衰减量)。对这种频率选择性信道，信道中的时间漂移引入了码元间干扰(ISI)，劣化了系统性能。

因此，本领域要求有一种能减缓ISI、支持灵活的操作并且改善系统性能的多址CDMA基系统。

发明内容

本发明诸方面提供实施多址混合OFDM-CDMA系统的技术，这种系统可提供无线话音和/或数据通信，而且结合了OFDM与CDMA的长处而提供多种优点。

在一个方面，发射单元(如基站或终端)以频域而不是时域作数据扩展，这是在反快速富里叶变换操作之前用各别扩展码(选自一组现有的扩展码)扩展各数据流(如对一特定用户)而得出OFDM码元实现的。频域扩展可抵抗频率选择性衰落，并缓解接收单元的码元间干扰(ISI)。

为支持多址，可对用户分配或重新分配现有的系统资源(如必要时且可供利用时)，如按要求对用户指定扩展码，向用户分配发射功率等。提供的各种技术通过扩展调节与发射功率标度改变相结合，支持各用户的可变速率数据。

提供了改善系统性能的各种干扰控制技术，例如为达到期望的性能水平而且尽量减小对其它传输的干扰量，可对下行链路(也称为正向链路)和/或上行链路(也称为反向链路)实施功率控制。各发射单元还可发射导频，以帮助接收机单元执行若干功能，诸如捕获、计时同步、载波恢复、切换、信道评估、相干数据解调等。

下面详述本发明的各个方面和诸实施例。如下的详述，本发明还提供各种方法、接收机单元、发射单元、终端、基站、系统和实施本发明各个方面、实施例与特征的其它设备与元件。

附图简介

通过以下结合附图所作的详述，本发明的特征、特性与优点将变得更加清楚，附图中用相同的标号表示相应的部件，其中：

图1是能实施本发明各个方面和诸实施例的多址OFDM-CDMA系统的示图；

图2是基站和两终端实施例的简化框图；

图3是用于下行链路的调制器实施例框图；

图4是用于下行链路的解调器实施例框图；

图5是用于上行链路的调制器实施例框图；

图6是用于上行链路的解调器实施例框图；

图7是控制下行或上行链路传输的发射功率的功率控制机理示图；和

图8是终端实施的一部分下行与上行链路功率控制机理特定实施例的框图。

详细描述

图1是支持若干用户并能实施本发明各个方面和诸实施例的多址OFDM-CDMA系统100的示图。系统100对若干覆盖区102a～102g提供通信，各覆盖区由相应的基站104(也可称为进入点、节点B或其它术语)服务。基站和/或它的覆盖区通常也称小区，小区还分成多个(如三个)扇区，各扇区与下行链路的各别(定向)波束方向性图关联。同一小区的所有扇区通常由单个基站服务。对一给定的终端，“服务的”小区/扇区是与该终端有效通信的一个小区/扇区。

如图1所示，整个系统散布了各种终端106，各终端可以固定(即静止)或移动，而且可在下行和/或上行链路上在任何给定时刻与一个或可能多个小区/扇区通信，具体取决于其是否活动，是否处于“软切换”或“更软切换”等。软切换指进发地与两个或更多小区通信以提高可靠性，更软切换指进发地与同一小区的两个或更多扇区通信以提高可靠性。

下行链路(正向链路)指基站到终端的传输，上行链路(反向链路)指终端到基站的传输。图1中，基站104a与终端106a通信，基站104b与终端106b、106c、106d和106i通信，基站104c与终端106e～106g通信等。终端106g处于基站104c和104d的软切换，终端106i处于基站104b、104d和104e的软切换，终端1061处于基站104f和104g的软切换。

系统100还设计成对CDMA、TDMA、FDMA和其它多址方案执行任何数量的标准与设计。CDMA标准包括IS-95、cdma2000、IS-865、W-CDMA与TS-CDMA标准，TDMA标准包括全球移动通信系统(GSM)标准，这些标准为本领域共知，通过引用包括在这里。

图2是基站104和两终端106实施例的简化框图，能实施本发明各个方面和诸实施例。处于软切换时(图2为简明而未示出)，各终端106能与多个基站104进发地通信。

在下行链路上，基站104把各类业务诸如来自数据源208的用户专用数据、信令等供给发射(TX)数据处理器210，后者根据一种或多种编码方案对业务格式化，可能的交织和编码而提供编码数据。各编码方案包括循环冗余校验(CRC)、卷积偏码、Turbo编码、块编码与其它编码的任意组合，或者根本不编码。通常，用不同的编码方案编码不同类话务。在一特实施例中，用户数据分为若干帧(或分组)。对每一帧，可用该数据生成一组CRC位并将其附加在数据上，然后用卷积码或Turbo码对该数据和CRC位作交织编码，对该帧生成编码数据。

接着将该编码数据送调制器(MOD)220再处理而生成调制数据。在一实施例中，调制器220的处理包括：(1)用各组的一个或多个扩展码扩展各用户的编码数据，(2)变换扩展数据，(3)用各别增益定标各用户的变换数据，(4)组合所有用户的定标数据与其它信道(如导频、同步与寻呼信道)的其它数据，和(5)用覆盖码覆盖组合数据。下面再详述调制器220的处理。

然后把调制数据供给一个或多个发射机(TMTR)222，即对每个用于发射数据的天线一个发射机。各发射机222把收到的数据转换成一个或多个模拟信号，再调节(如放大、滤波与正交调制)这些模拟信号，生成适合在无线链路上传输的相应的下行链路调制信号，然后经各天线224发射给终端。

各终端106用一根或多根天线252接收来自一个或多个基站的一个或多个下行链路调制信号，从各天线252收到的信号送各别接收机(RCVR)254，后者调节(如滤波、放大与下变频)收到的信号，并对调节的信号数字化，提供相应的数据样本流。然后，解调器(DEMOD)260接收和处理来自所有接收机254的数据样本流，得出解调码元(即解调数据)。在一实施例中，解调器260的处理包括：(1)解覆盖与被解调的小区/扇区关联的覆盖码的收到的数据样本，(2)变换解覆盖的数据样本，(3)解扩展变换的样本，和(4)组合得自多根接收天线的解扩展样本(有的话)。下面详述解调器260的处理。

然后，接收(RX)数据处理器262译码解调的码元，恢复在下行链路上发射的用户专用数据。解调器260和RX数据处理器262的处理与调制器220和TX数据处理器210在基站104上分别执行的处理互补。

在上行链路上，终端106把各类话务和来自数据源276的用户专用数据、信令等送到TX数据处理器278，后者按其各自的编码方案处理不同类话务，以提供编码数据。调制器280再处理(如扩展)该编码数据而提供调制的数据，并被送至一个或多个发射机254。各发射机254调节调制数据而生成各别上行链路的调制信号，再经有关天线252发给基站。

在各基站104，、天线224接收来自一个或多个终端的上行链路调制信号。收自各天线224的信号送给接收机222，后者对接收信号作调节和数字化，以提供各自的数据样本流。数据样本再经解调器240处理(如解扩)和由RX数据处理器242译码(必要的话)，以恢复由终端发射的数据。

控制器230和270分别指挥基站与终端的操作。

下行链路调制器与解调器

图3是用于下行链路的调制器220a一实施例的框图，也是图2中调制器220的一实施例。调制器220a从TX数据处理器210接收一个或多个用户的一个或多个数据流，各用户数据流d_u(K)供给各自的频域扩展器310。

在一实施例中，用户数据包括编码位流，各编码位的二进制值为零(0)或1，于是被分别映射为值-1或+1供扩展。在另一实施例中，用户数据包括调制码元流。该例的码元映射元件接收用户的编码数据，把每组N_B个编码位组合成一非二进制码元，再在对应于为用户选择的特定调制方案(如OFDM-CDMA系统PSK、M-PSK、M-OFDM-CDMA系统AM或其它方法)的信号星座图中把各非二进制码元映射为一个点。各映射的信号点对应于一调制码元，而码元映射元件提供一调制码元流。因此，用户数据包括一数据码元流，其中各数据码元是一编码位或调制码元。

各频域扩展器310还接收接收数据流的一个或多个一组的扩展码。为简化起见，以下描述假定每个用户一个数据流，每个扩展器310一个扩展码。用户u的扩展码是一M码元序列，可表示为：

c_M＝{c_M(0)，c_M(1)，...，c_M(M-1)}

式中扩展码的各码元Cu(m)为实数或复数值。扩展码长M代表用户数据的扩展比。扩展码可以是正交码(如IS-95和cdma2000使用的walsh码)或W-CDMA所用的正交可变扩展因子(OVSF)码，还可以是具有伪正交特性的码(如cdma2000中的QOF码)，不同码片偏移的伪随机噪声(PN)序列或非正交码。在一特定实施例中，用于下行链路的扩展码是长为M的walsh码，walsh序列的各码片对应于扩展码的一个码元。

在各频域扩展器310内，用户数据供给一组M个(复数)乘法器312a～312m，各乘法器312还接收指定给用户u的扩展码Cn的各别码元Cu(m)。在各时间间隔k，对所有m个乘法器312提供用户u的数据码元du(K)。各乘法器312把收到的数据码元du(k)乘上扩展码码元Cu(m)，并将各别扩展码元送给反快速富里叶变换器(IFFT)320。对每一时间间隔k，IFFT320接收来自所有M个乘法器312的M个扩展码元，对接收的码元作反快速富里叶变换，并提供N_IFFT个变换样本的序列Xu(n，k)，对该数据码元一起包含一个OFDM码元du(k)。变换的样本Xu(n，k)可表示为：

$>>>x>u>>>(>n>,>k>)>>=>>1>M>\underset{}{\overset{}{}}>>d>u>>>(>k>)>>·>>c>u>>>(>m>)>>·>>e>>->>(>j>2>\pi >)>>>mn>>N>IFFT>>>>>,>>>对n＝0，1，...，N$_IFFT-1，  (1)

式中N_IFFT为IFFT尺度，也代表OFDM方案的子带(即频序或子信道)数。也可应用其它变换法，且包括在本发明范围内，如可对其它OFDM类方案应用小波或某些其它标准正交的函数。

John A.C.Bingham在一论文中对OFDM作了详述，该论文题为“Muleicarrier Modulation for Data Tramsmission：An Idea Whose Time HasCome”(IEEE Communications Magazine，May 1990)，通过引用包括在这里。

通常，把扩展码Cu的长度选成等于或小于IFFT的尺度(即M≤N_IFFT)。扩展码长小于IFFT尺度时(即M＜N_IFFT)，把(N_IFFT-M)个“剩余的”子带用于其它功能，诸如安全带音调、导频、开销信道、功率控制、信令等。在一实施例中，把扩展码长选成等于IFFT尺度(即M＝N_IFFT)。

OFDM码元Xu(n，k)从IFFT320送至循环前缀插入单元322，后者对各OFDM码元附接一循环前缀而形成相应的传输码元Su(n，k)。尤其是，通过复制该OFDM码元的前L个变换样本并把它们附接在该OFDM码元的结束处来实现循环前缀插入，因而传输码元Su(n，k)可表示为：

在通信信道存在时间漂移时，可用循环前缀保持N_IFFT条子信道间的正交性，此时把循环前缀持续期L选成大于或等于通信信道的最大延迟扩展。

然后，把各用户的传输码元Su(n，k)送给各自的乘法器330，后者还接收与该用户有关的增益变量gu(k)。增益变量gu(k)代表用户总增益，表示为：

$>>>g>u>>>(>k>)>>=sup>>g>u>pcsup>>>(>k>)>>·sup>>g>u>ratesup>>>(>k>)>>->->->>(>3>)>>>>$

式中g_u^pc(k)是用来以时间间隔k调节用户u的下行链路发射功率的增益变量，还用于下行链路功率控制；而

g_u^rate(k)是在时刻k控制用户u的下行链路发射功率的增益变量，也用于计及变速率数据。

速率控制增益变量g_u^rate(k)可调节用户数据数据源(如声码器)的可变特性。速率控制增益通常正比于时间间隔K的数据速率r_u(k)与特定码信道关联的最大数据速率r_max之比(即 $>sup>>g>u>ratesup>>>(>k>)>>\propto >>r>u>>>(>k>)>>/>>r>max>>>>)。因而该速率控制增益变量用于对变速率数据执行功率定标作用，如下所述，增益变量gu(k)还可结合用于其它功能的其它增益变量，这也包含在本发明范围内。$

各乘法器330用增益变量gu(k)对收到的传输码元su(n，k)定标，并把定标的传输码元送给加法器332。对各时间间隔k，加法器332接收和组合来自所有使能的乘法器330的定标传输码和其它开销信道(如导频、广播、寻呼、同步与功率控制信道)的其它数据，以提供组合数据，如加法器332将乘法器330p提供的定标导频与其它数据相组合。然后，乘法器334接收该组合数据并乘上覆盖码pj(n)，以提供调制的数据y(n，k)。乘法器334用指定给小区/扇区的覆盖码有效地覆盖组合数据。

在一实施例中，覆盖码pj(n)对基站服务的第j个小区或扇区是唯一的，让诸终端识别各个小区/扇区。覆盖码可以是PN序列(例如用于IS-95和cdma2000中的长度为3278的短PN序列)、扰码序列(如W-CDMA使用的扰码)或其它序列。总之。良好的覆盖码旨在使来自另一基站的信号解扩展为白色(即低相关性)。

如图3所示，导频与用户数据和其它开销数据一起发射。导频通常根据已知的数据样式(如全零序列)生成并以已知的方法处理，这样可让终端更容易恢复发射的导频。然后，恢复的导频在终端用于各种功能，诸如捕获、计时同步、载波恢复、切换、信道评估、相干数据解调等。可用各种方案发射导频，下面作一详述。

图4是用于下行链路的解调器260a实施例的框图，也是图2解调器260的一实施例。如图2所示，系统的各终端配有一根或多根接收天线，各天线提供各自接收的已被有关接收机254调节与数字化的信号，得出各自的(复数)数据样本流。

在一实施例中，用频控环路获取和跟踪各接收信号的载频。在模拟域中，通过调节本地振荡器(LO)的用于将接收信号从射频(RF)下变频至基带的信号频率，实现频率捕获与跟踪。或在数字域中，通过调节本机生成的对数据样本作数字旋转(从而频率变换)的正弦信号的频率，实现频率捕获与跟踪。数字旋转器(即复数乘法器)可实现数字域的频率变换。频控环路设法消除接收信号从RF到基带下变频的频率误差，包括移动终端运动造成的多普勒频移引起的任何频率偏差。为了简化，假设接收机254提供的复数数据样本的平均多普勒频率误差为0Hz。

在一实施例中，用时控环路捕获跟踪各接收信号的定时，从而以正确的码片定时提供数据样本。时间捕获跟踪能通过调节对接收信号数字化的时钟信号的相位而实现，或者通过再取样接收数据样本来实现。为了简化，假设接收机254提供的复数数据样本具有正确的码片定时。

频率与时间控制环路可用本领域已知的各种方法实现，这里不作描述。接收机还导出OFDM码元定时(如基于恢复的导频或其它机理)，对解调器260a提供必要的定时信号。

在解调器260a内，数据样本流从各接收天线送到各自的频域解扩器410。在各解扩器410内，乘法器412解覆(即相乘)带与解调的小区/扇区关联的(复数共轭)覆盖码pj*(n)的接收数据样本，再把解覆的数据样本送给缓冲器414。

对每一时间间隔k，缓冲器414接收M+L个对应于一传输码元的解覆样本，提供M个对应于一完整OFDM码元的样本。快速富叶变换器(FFT)420接收来自缓冲器414的M个解覆样本，对收到的样本作N_FFT点快速富里叶变换，并提供N_FFT个变换样本。富里叶变换的维度一般等于发射单元使用的反富里叶变换的维度(即N_FFT＝N_IFFT)，且大于或等于OFDM码元的尺寸(即N_FFT≥M)。在一例中，M＝N_FFT。

时控环路提供必要的OFDM码元定时供接收单元环理。OFDM码元的同步，例如可基于导频实现。时控环路提供的码元定时可对各FFT窗选择样本。在OFDM码元持续期内对准FFT窗时，若使用循环前缀，则L个附加样本有一定灵活性。

变换的样本从FFT420送到成组的M个(复数)乘法器422a～422m，各乘法器422还接收对用户u的接收天线导出的一系列解扩系数中各自的系数Wu(m)。对于相干检测，各子带的解扩系数表示为：

$>>>w>u>>>(>m>)>>=>[ver>>h>^>>>(>m>)>>·>>c>u>>>(>m>)>>>]>*>>,>>>对m＝0，1，...，M-1， (4)$

式中是第m子带的复数信道增益估值。信道响应h(m)的估算基于导频或解调数据，或基于其它技术。公式(4)里的解扩展系数代表一种可能的检测策略。也可应用可对频率选择性衰落信道改进性能的其它检测策略。

在OFDM-CDMA系统中，每当信道为频率选择性(即不同子带的衰减量不同)时，就在接收机单元处失去正交性，此时在频域中，扩展码整个不同的代码码元受到不同的衰减(如walsh序列中不同码片的不同衰减)，因而破坏了扩展码间的相对正交性，在接收单元的解扩/相关操作后造成残余干扰。

接收单元在解扩前通过“倒置”信道来恢复扩展码之间的正交性。信道倒置按子带执行，通常先于包含集成了减小带宽的解扩。信道倒置操作(也称为迫零操作)要求知道信道响应h(m)或其估值为实现信道倒置，把各子带的解扩系数表示为：

$>>>w>u>>>(>m>)>>=>>>[ver>>h>^>>>(>m>)>>·>>c>u>>>(>m>)>>>]>*>>>>>|ver>>h>^>>>(>m>)>>|>>2>>>,>>>对m＝0，1，...，M-1. (5)$

对某些操作环境而言，基于式(5)所示解扩系数的解调器性能很差，如在信噪与信扰比(SNR)低的子带中，权重倾向于增强噪声与干扰。为改善性能，可以应用基于最小的均方误差(MMSE)的解扩器，其中可将解扩系数表示为：

$>>>w>u>>>(>m>)>>=>>>>[ver>>h>^>>>(>m>)>>·>>c>u>>>(>m>)>>]>>*>>>>N>o>>+>>>|ver>>h>^>>>(>m>)>>|>>2>>>>,>>>对m＝0，1，...，M-1， (6)$

式中No为热噪声功率。

各乘法器422把收到的变换样本乘上接收的解扩系数，得到解扩样本。对每一时间间隔k，加法器424接收来自所有M个乘法器422的解扩样本并相加，得出恢复的码元yu(k)。

若终端(如图2的终端106n)有多根接收天线与多条解调路径，则像上述那样处理各天线的数据样本流，得出该分集支路各自的恢复码元流。若多个服务小区/扇区正对该终端发射(如软/更软切换)，则先解覆盖与这些小区/扇区关联的覆盖码的接收数据样本。还根据对该用户和对该分集支路估算的信道响应，求出各分集支路的一组解扩系数。然后，恢复的码元流从所有现有的分集支路送到加法器426。对每一时间间隔k，加法器426(软)组合来自所有分集支路的恢复的码元，得出相应的解调码元Zn(k)。接着，向Rx数据处理器262提供用户u的解调码元(即解调数据)。

OFDM-CDMA系统不要求使用循环前缀。使用循环前缀时，接收信号的延迟扩展由OFDM码片的重复部分所考虑，而在接收机单元处不要求雷克接收机的实现。这可简化接收机设计。但不用循环前缀时，可以一定延迟用(频域)雷克接收机执行解扩/相关操作，该延迟对应于该通信信道的脉冲响应。对这种频域雷克接收机，可为每个OFDM码元存贮若干(M个)对应于OFDM码元的接收数据样本和若干(L个)对应于该通信信道最大预期延迟扩展的接收数据样本，然后从M+L个存贮的样本中取出M个样本作上述处理。要取出的特定样本由与接收信号关联的定时(即发射信号在接收单元的到达时间)决定。

上行链路调制器与解调器

图5是用于上行链路的调制器280a实施例的框图，也是图2的调制器280的一实施例。调制器280a从TX数据处理器278接收要发射到一个或多个服务小区/扇区的用户数据。该用户数据包括一数据码元流，每个数据码元是一编码位或调制码元，如上所述。

在调制器280a内，用户数据流被送到频域解扩器510，后者还接收与用户关联的扩展码。用户u的上行链路扩展码含一M个样本的序列，可表示为：

C_M＝{C_M(0)，C_M(1)，...，C_M(M-1)}

同样地，上行链路扩展码可使用各类代码。

在一实施例中，用户u上行链路使用的扩展码是该用户独特的，不一定与其它用户使用的扩展码正交。尤其是，只要扩展相互不相关，就可得到相对于其它用户的处理增益，并实现高性能。再者，上行链路扩展码不同于下行链路使用的扩展码。在一特定实施例中，上行链路使用的扩展码也是长为M的Walsh码。

在上行链路扩展码互相正交时，多径和/或不同传播延迟在接收单元(即上行链路的基站)破坏了接收信号的正交特性。出现多径时保持正交性的一种技术是对不同用户指定不同子带。当用户数据只通过总上行链路带宽的一小部分发射时，按每OFDM码元基础就实现不了全处理增益，不能完全实现宽带系统的频率分集。

为了简化，对上行链路使用大写标记，对下行链路使用小写标记(如Cu与cu分别代表上行与下行链路扩展码)。

在扩展器510内，用户数据送到M个一组的(复数)乘法器512a～512m，各乘法器512还接收指定给用u的扩展码各自的码元Cu(m)。在每个时间间隔K，各乘法器512把接收的数据码元Du(k)乘上扩展码码元Cu(m)，向IFFT520提供各自的扩展码元。对每个时间间隔k，IFFT520接收所有M个乘法器512的M个扩展码元，对接收的码元作反快速富里叶变换，得出一N_IFFT个变换样本的序列Xu(n，k)，并且一起包含数据码元的OFDM码元Du(k)。

然后把来自IFFT520的OFDM码元X_u(n，k)送到循环前缀插入单元522，后者对各OFDM码元加一循环前缀，构成相应的传输码元Su(n，k)。接着，乘法器530a用增益变量Gu(k)对传输码元定标。增益变量Gu(k)代表该用户的上行链路总增益，包括功率控制增益G_u^pc(K)、速控增益G_u^rate(K)等。加法器532接收和组合来自乘法器530a的定标传输码元与其它开销(如导频)信道的其它数据，以提供调制数据Y(n，k)。如图5所示，用户u的上行链路导频被乘法器530p用导频增益变量Gpu(k)定标，且组合了定标的传输码元。虽然图5未示出，但也可用对该用户独特的或对所有用户共用的覆盖码覆盖来自加法器532的组合数据。

图6是用于上行链路的解调器240a实施例的框图，也是图2中解调器240的一实施例。可用若干天线224接收来自一个或多个终端的上行链路调制信号，各天线向有关接收机222提供各自的接收信号。各接收机222对接收信号作调节和数字化，得出各自的复数数据样本流Rⁱ(k)。

在解调器240a内，将收到的每一数据样本流送给各自的频域解扩器610。在各解扩器610内，缓冲器614接收每一时间间隔k的M+L个样本(若使用循环前缀)，并提供对应于一完整OFDM码元的M个样本。FFT620接收来自缓冲器614的M个样本，对接收的样本作N_FFT点快速富里叶变换，并提供N_FFT个变换的样本。为了简化，把该OFDM码元的长度选成等于FFT维度(即M＝N_FFT)，尽管这不是所需的条件，如上所述。

变换的样本从FFT620送到M个一组的(复数)乘法器622a～622m。各乘法器622还在对用户u的第i根接收天线求出的—解扩系数序列中接收各自的系数w_uⁱ(m)。对相干检测，各子带的解扩系数可以表示为：

$>sup>>W>u>isup>>>(>m>)>>\propto >[ver>sup>>h>u>isup>>^>>>(>m>)>>·>>C>u>>>(>m>)>>>]>*>>,>>>对m＝0，1，...，M-1， (7)$

式中是用户u的复数信道增益在第i分集支路上对第m子带的估值。与下行链路相似，解扩系数被求为：

$>sup>>W>u>isup>>>(>m>)>>=>>>[ver>sup>>h>u>isup>>^>>>(>m>)>>·>>C>u>>>(>m>)>>>]>*>>>>|>sup>>h>u>isup>>>(>m>)>>>>|>2>>>>,>>>对m＝0，1，...，M-1， (8)$

或为

$>sup>>W>u>isup>>>(>m>)>>=>>>[ver>sup>>h>u>isup>>^>>>(>m>)>>·>>C>u>>>(>m>)>>>]>*>>>>>N>o>>+>|ver>sup>>h>u>isup>>^>>>(>m>)>>>|>2>>>>,>>>对m＝0，1，...，M-1， (9)$

如公式(7)～(9)所示，解扩系数是用户的扩展码Cu(m)和与用户用各分集支路关联的信道响应估值的函数。

各乘法器622把接收的变换样本乘上接收的解扩系数，以提供定标样本。对每个时间间隔k，加法器624接收来自所有m个乘法器622的定标样本并相加，向用户u提供第i分集支路的恢复的码元Y_uⁱ(k)。

若对用户u使用多个分集支路，则向加法器626提供来自用户u所有分集支路的恢复码元Y_uⁱ(k)。对每个时间间隔k，加法器626组合用户u的所有恢复码元，得出解调码元Zu(k)并送到Rx数据处理器242。例如对于处于同小区多个扇区更软切换的终端，因这些扇区通常由单个基站服务，故可实行分集组合。

功率控制

为减少干扰和提高系统容积量，可对下行和上行链路都构建一种功率控制机理。功率控制机理可用各种方法实现，也可对下行和上行链路使用不同的机理。下面描述一特定功率控制机理，但其它机理也可使用且包括在本发明范围内。

图7是功率控制机理700的视图，包括一与外环功率控制720一起操作的内环功率控制710。如图7所示，内环710工作在发射与接收单元之间，外环720工作于接收单元。

内环710是一(相对)快环，设法保持接收单元收到的传输的信号质量尽可能接近目标SNR，该目标SNR通常称为SNR设定点(或简称设定点)。可对准备独立功率控制的每条数据流保持一个内环。

特定数据流的内环功率调节能常是这样实现的：(1)评估接收单元接收的数据流的信号质量(框712)，(2)接收信号质量估值与设定点相比较(框714)，和(3)把功率控制信息送回发射单元。评估接收信号质量可以基于要被功率控制的数据流、与该数据流关联的导频或其它与要被功率控制的数据流建立了相互关系的传输。在一实施例中，功率控制信息的形式是请求增大发射功率的“UP”命令或请求减小发射功率的“DOWN”命令，各UP和DOWN命令会分别对应于例如±0.5dB的发射功率变化。发射单元每次接到功率控制命令，都可相应地调整数据流的发射功率(框716)。可为各OFDM码元或各帧或者对其它时间单位发送功率控制命令。

由于通信信道(运框718)的路径损失通常随时间变化，尤其对移动终端，接收单元的接收信号质量不断波动。通信信道出现变化时，内环710设法使接收信号质量保持于或接近设定点。

外环720(相对)是一慢环，它连续调节设定点，对被功率控制的数据流实现一定等级的性能。期望的性能等级通常是特定的目标帧误差率(FER)、分组误差率(PER)或一些其它性能准则，如对数据流可使用1％的目标FER。

特定数据流的外环设定点调节一般如下：(1)接收、解调和译码数据流，恢复发射数据(框722)，(2)判断各接收帧的状态被正确译码(好的格)还是有错(删除)(也在框722内)，和(3)根据帧状态(可能地与其它指示译码数据“完好性”或置信度的信息一起)调节设定点(框724)。若帧被正确译码，接收信号质量可能偏高，就略降低设定点，使内环710减小数据流发射功率。反之，若帧译码出错，则接收信号质量偏低，可增高设定点，然后让内环710增大数据流发射功率。

通过控制调节信道设定点的方式，可得到不同的功率控制特性与性能水平，如合理地选择不合格帧的设定点的上调量、如合理地选择坏帧的设定点的上调量、好帧的下调量、设定点连续递增之间所需的经过时间等，就可实现目标FER。目标FER(即长期FER)可设置成Δ/(ΔD+ΔU)，其中ΔU是删除帧设定点的增量，而ΔD是好帧设定点的减量。ΔU和ΔD的绝对大小还决定着功率控制机理对通信信道突变的反应能力。

图8是终端实施的一部分下行与上行链路功率控制机理一特定实施例的框图。该例中，下行和上行链路功率控制环810和820分别用于终端的下行与上行链路功率控制，它们可以实现在控制器270b内，如图8所示，或由其它单元实现。

对下行链路功率控制(DLPC)，下行链路功率控制环810向TX数据处理器278b内的复用器814提供DLPC命令，用于控制对终端的下行链路传输的发射功率。复用器814还接收来自编码/交织器812的上行链路编码数据，使DLPC命令与编码数据复用，并把复用的编码数据与DLPC命令提供给调制器280b内的扩展器510。DLPC命令与编码数据的复用可应用各种方案，如按特定的(如伪随机)截短方案置换某些编码位。

扩展器510处理(如扩展)编码数据与DLPC命令，并提供调制数据。然后，乘法器530a以用户的增益变量Gu(k)对调制数据定标。增益变量Gu(k)控制上行链路发射功率，并由上行链路功率控制环820调节。定标的数据再被发射机254处理而生成上行链路调制信号，再把它发送到运用其与该终端通信的服务小区/扇区。

在各服务小区/扇区，来自终端的上行链路调制信号经处理而恢复DLPC命令，然后用来调节对该终端的下行链路发射功率。

同样对下行链路功率，来自服务小区/扇区的下行链路调制信号被接收机254接收和处理(如调节与数字化)，再被解调器260b处理(如解扩)和由RX数据处理器262b译码。解调器260b再评估接收的解调数据(或导频)的SNR，并把SNR估值送到下行链路功率控制环810，而后者还从RX数据处理器262b接收各接收帧的状态。接着，下行链路功率控制环810根据目标FER与接收帧状态调节下行链路设定点，再按该设定点和SNR估值提供DLPC命令。

接收单元根据各种技术评估SNR。1998年8月25日颁布的题为“System andMethod for Determining Received Pilot Power and Path Loss in a CDMACommunication System”的美国专利No.5,799,005和1999年5月11日颁布的题为“Method and Apparatus for Measuring Link Quality in a SpreadSpectruam Communication System”的美国专利No.5.903,554都描述了某些此类技术，上述专利通过引用包括在这里。

对上行链路功率控制(ULPC)，解调器260b接收、恢复和多路分解由服务小区/扇区发送的ULPC命令，再把命令送到上行链路功率控制环820。于是环820确定对应于各接收ULPC命令的合适的增量功率值(如±0.5dB、零或其它值)，将该增量功率值与当前发射功率值累加，提供对应于更新发射功率值的增益值Gu(k)。

下行与上行链路都可用下列美国专利描述的功率控制技术实施功率控制：上述美国专利NO.5,799,005与5,903,554；分别于1991年10月8日和1993年11月23日颁布的题为“Method and Apparatus for ControllingTransmission Power in a CDMA Cellular Mobile Telephone System”的美国专利NO.5,056,109与5,265,119；以及2000年8月1日颁布的题为“Methodand Apparatus for Processing Power Control Signals in CDMA MobileTelephone System”的美国专利NO.6,097,972，它们者通过引用包括在这里。

变速率

在下行和/或上行链路上通过功率定标与扩展调节来支持变速率数据。若对数据速率r₁使用扩展因子SF，则通过对该数据作功率定标使各帧发射功率正比于数据速率，就可适应较低的数据速率。例如，若r₁＝9.6Kbps的SF＝128，则通过以下方法可支持1.2，2.4，4.8和9.6Kbps数据速率(用声码器产生)：(1)用两倍的4.8Kbps数据速率帧重复编码，并把一半发射功率用于9.6Kbps数据速率帧，(2)用四倍的2.4Kbps数据速率帧重复编码，把1/4发射功率用于9.6Kbps数据速率帧，和(3)用八倍的1.2Kbps数据速率帧重复编码，把1/8发射功率用于9.6Kbps数据速率帧。

减小扩展增益而加大发射功率，还可支持更高的数据速率。在一实施例中，对较高数据速率分配多个扩展码。由于用各扩展码对所有选择的子带扩展数据，故对较高数据速率使用多个扩展码，可保持宽带信道提供的全分集。在另一实施例中，对不同的数据码元分配不同百分比部分的系统带宽，例如若对9.6Kbps的数据速率通过所有M个子带发射一个数据码元，则通过用半长(M/2)扩展码扩展每个数据码元并通过M/2子带发射每个扩展数据码元，就可对19.2Kbps的数据速率通过M个子带发射两个数据码元。于是各OFDM码元将会包括两个数据码元，长各为M/2。可向诸数据码元分配子带，使它们交织(如奇数子带分配给一个数据码元，偶数子带分配给另一数据码元)，或根据其它子带分配方案交织。对这两个实施例，对用户数据分配所有可用的扩展码，可支持最高数据速率。

当数据速率增高时，可按比例减小扩展以适应较高数据速率。数据速率达到1bps/Hz时，扩展实际上消失了(即不用)，得到的已调输出类似于传统的OFDM方案，因此这里描述的技术，可用混合OFDM-CDMA方案以较低数据速率(即小于1bps/Hz)或者用纯OFDM方法以较高数据速率(即1bps/Hz和以上)调制数据。在纯OFDM法中，导频不作扩展，而被分布在子带的子集里，如下所述。

切换

本系统支持软切换和更软切换。在下行链路上，终端可接收来自若干小区/扇区的导频。若断定来自两个或更多小区/扇区的导频强度适合支持软/更软切换操作，终端就向当前服务的小区/扇区报告加到软/更软切换清单里的新的小区/扇区，于是新加的小区/扇区将开始发送与当前服务小区/扇区同样的用户数据。然后，终端接收来自所有小区/扇区的下行链路调制信号，解调每个接收信号并组合独立的下行链路传输。可以使用软组合，据此来自各服务小区/扇区的解调码元在与来自其它服务小区/扇区的加权解调码元组合之前，先用该小区/扇区的接收信号强度来加权。

在上行链路上，多个服务小区/扇区接收来自一特定终端的上行链路调制信号。各服务小区/扇区处理该上行链路调制信号，并把译码的数据(或可能解调的数据)提供给负责选帧和上行链路功率控制的中央实体(如基站控制器)。若诸服务扇区属同一小区，则来自诸扇区的解调数据可在译码前作(软)组合，以提供改进的更软切换的性能。若诸服务扇区属于不同小区，则各扇区可对于各帧间隔的译码数据帧提供给中央实体，后者把最佳的帧选为译码结果。或者，各服务扇区把解调数据送到中央实体，由后者(软)组合解调数据并译码。

对软/更软切换中的上行链路功率控制，在终端对每个功率控制间隔从多个小区/扇区接收的UL功率控制命令可被组合并用于调节上行链路发射功率。可以应用“OR-of-the-DOWM”规则，若任一个UL功率控制命令请求减小发射功率，终端就减小其发射功率。

对软/更软切换中的下行链路功率控制，服务小区/扇区接收终端发送的DL功率控制命令，各小区/扇区根据收到的命令相应地调节下行链路发射功率。也可将各服务小区/扇区收到的DL功率控制命令送到中央实体，后者(软)组合这些命令，以提供对发射命令的改进估计。然后把组合的命令发送到所有服务小区/扇区，各服务小区/扇区再调节对终端的下行链路发射功率。

可用各种机理和控制特征支持软/更软切换，例如设置的机理和控制特征可引导终端进入和退出切换，包括对软/更软切换增减小区/扇区的阈值、增/减小区/扇区的定时器、防止小区/扇区因扰动的信道状态而被交替地增减的滞迟等。

1992年3月31日颁布的题为“Method and System for Prouiding a SoftHandoff in Commumications in a CDMA Celluar Telephone System”的美国专利No.5,101,501和1993年11月30日颁布的题为“Mobile Station AssistedSoft Handoff in a CDMA Cellular Communications System”的美国专利No.5,267,261，都详述了软切换，二者通过引用包括在这里。

导频

如上所述，导频由发射单元发射，在接收单元用于各种功能。可以构建各种导频传输方案且包括在本发明范围内。

在一种导频传输方案中，导频数据用一已知扩展码(如Walsh码0)扩展(如在频域中)，并用特定的增益定标。扩展的导频数据再用覆盖码(如图3所示)覆盖，或根本不覆盖(如图5所示)。若各发射单元(如各小区/扇区)使用独特覆盖码，则接收单元(如终端)能按其独特的覆盖码鉴别与区分不同的导频发射机。

发射单元的覆盖码是根据一组特定的一个或多个多项式生成的PN序列，但有不同的偏置，类似于IS-95和cdma2000使用的PN序列。对快速捕获与同步，可按对传输码元持续期(若使用循环前缀)或OFDM码元持续期(若不用循环前缀)所规定的某种关系选择覆盖码长度例如把覆盖码长度选为传输码元持续期(若使用循环前缀)或OFDM码元持续期(若不用循环前缀)的多个整数倍。

在另一导频传输方案中，现有子带的一子集保留并用于发射导频音调(即无用户数据)。该子带子集可以以确定性方式或伪随机方式改变(即跳变)，允许整个信道响应在多个OFDM码元上被取样。分配给导频的子带与跳变模式的关系，对所有发射单元(如所有小区/扇区)可以都一样。或者，各发射单元(如各扇区或小区)同分配的导频子带与跳变模式之间各自的关系相关联，于是可用该关系识别该发射单元。

在又一导频传输方案中，导频数据与用户和开销数据作时分复用(TDM)以实现TDM导频结构。此时，导频与其它数据(如每Np个数据码元一个导频码元)以固定间隔时分复用，或以非均匀方式复用(例如以伪随机选择的时间隔插入)。TDM导频结构也可做成类似于IS-856或W-CDMA标准所描述的那样。

总之，发射导频可让接收单元能估计用于数据传输的各子带的信道响应。

这里描述的调制、解调、多址、速率控制、功率控制、软/更软切换和其它技术，可用各种方式实施。例如可将这些技术构成硬件、软件及其组合。对硬件实施，实施任一种或组合的技术的诸元件，可在以下装置内实现：一块或多块应用专用集成电路(ASIC)，数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)，可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计成执行本文所述功能的其它电子单元，或者它们的组合。

对软件实施，任一种或组合的技术都可用执行本文所述功能的模块(如步骤、功能等)实施。软件代码可存入存储单元(如图2的存储器232或272)，由处理器(如控制器230或270)执行。存储单元可装在处理器里或外接到处理器，在后一种情况，可经本领域已知的各种方法与处理通信耦接。

文内标题供参考，以便于寻找某些段落。标题不限制标题下所述理念的范围，这些理念适用于整个说明书的其它章节。

前述的公开实施例的本领域技术人员能制作或使用本发明。技术人员显然明白这些实施例的各种修正，而这里限定的一般原理适用于其它实施例而不违背本发明的精神或范围。因此，本发明并不限于这里示出的诸实施例，而是符合与这里揭示的原理和新特征相一致的最广泛的范围。